基于電熱模型的IGBT結溫預測與失效分析

汪波，胡安，唐勇

(海軍工程大學 艦船綜合電力技術國防科技重點實驗室，湖北 武漢430033)

0 引言

絕緣柵雙極晶體管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)是一種綜合了場效應晶體管(metal oxide semiconductor field effect transistor，MOSFET)和雙極型晶體管(bipolar junction transistor，BJT)結構的復合器件，同時吸收了二者的優點[1－2]。在大容量高性能電力電子裝置中，考慮到高功率密度的要求，需要將IGBT參數應用到極限狀態，這會帶來較高的工作結溫，而結溫受多種因素的限制。首先，IGBT內部硅芯片材料的熔點溫度大約為1 340℃;其次，基區低摻雜濃度的PN結在本征溫度時，材料會表現出本征半導體的特性;再次，IGBT結溫受外部散熱能力的限制，當產生的熱量不能全部被散走時就會引發熱電正反饋，導致結溫不控上升，最終發生失效;最后，IGBT結溫受內部封裝技術的限制，主要是芯片正面的鍵合線、芯片背面的焊接和直接覆銅層(direct bonding copper，DBC)至基板的焊接。

IGBT結溫測量通常采用紅外測溫法、電敏感參數法和熱偶法[3－6]。紅外測溫法測量的是模塊內部硅芯片表面溫度分布，需要打開封裝并去除硅膠，會損壞器件的完整性，而且硅芯片表面覆蓋一層鋁合金，很難測量到內部PN結的實際溫度。電敏感參數法測量的是硅芯片平均溫度，通常將小電流時的飽和壓降和柵極門檻電壓作為熱敏參數，測量時需要進行電路切換。熱偶法測量的是硅芯片表面某一點的溫度，同樣需要打開封裝。因此，3種結溫測量法各有優缺點，通常應用于實驗室研究測試，而在實際工程應用中很難實施。由于結溫對IGBT的安全應用、壽命與可靠性評估具有決定性的影響且很難測量，因此無損預測結溫具有重要的理論和工程意義。

本文提出一種基于電熱模型的IGBT結溫預測方法。首先建立IGBT通態壓降模型，考慮到器件內部參數和材料半導體物理常數與溫度的關系，建立IGBT功耗與溫度的電熱模型，然后在分析IGBT熱平衡基礎上得到穩態時的結－殼傳熱方程，聯立電熱模型和傳熱方程求解得到熱平衡時的結溫，通過仿真及實驗來驗證所提方法的正確性。最后對由結溫過高引起的失效進行分析，表明焊料出現空洞、熔化以及鍵合線剝離、斷裂是易發生失效的部位。

1 電熱模型

1.1 通態壓降模型

IGBT本質上是一個由MOSFET驅動的BJT管，在結構上與功率MOSFET相似。IGBT根據電場是否穿通基區分為穿通(PT)型和非穿通(NPT)型，其結構差異在于PT型加入了一個重摻雜的緩沖層。圖1中虛線框內為穿通(PT)型或場終止(FS)型IGBT的一個元胞結構，NPT型只需去掉圖中的N+緩沖層/場終止層。

圖1 PT或FS型IGBT元胞結構Fig.1 Structure of PT or FS IGBT cell

由IGBT結構可知，NPT型壓降由內部MOSFET溝道電壓、準中性基區壓降以及P+發射極/N－基區結壓降3部分組成[7]。PT型同樣也由這3部分組成，只是N+緩沖層/N－基區結壓降構成了總的壓降，由于緩沖層內本身摻雜濃度很高，過剩電子的注入引起電子濃度變化很小，電子費米能勢幾乎沒有發生變化，因此緩沖層內的電壓降可以忽略不計。

通態壓降模型建立的基本途徑是根據一定的假設和邊界條件求解載流子的連續性方程，得到過剩載流子的濃度分布，將其帶入電流輸運方程求得空穴電流和電子電流的表達式，再推出壓降的表達式[8]。PT型通態模型分析坐標系如圖2所示，其中x軸為基區坐標系，x*為緩沖層坐標系。

圖2 PT型模型分析坐標系Fig.2 Coordinate systems of PT model

內部MOSFET工作在線性電阻區，溝道壓降Vch可表示為

式中:Kp為內部MOSFET跨導;Vgs為柵極驅動電壓;Vth為柵極門檻電壓;Isne為發射極反向電子飽和電流;ni為本征載流子濃度;q為電子電荷量;A為芯片有效工作面積;D為基區雙極擴散系數為基區雙極擴散長度，τ為基區內過剩載流子壽命;W為準中性基區寬度;P0為 x=0處的過剩空穴濃度。

準中性基區壓降Vqnb可由電子準費米電勢梯度積分得到，即

式中:I為總的導通電流;bL為基區雙極遷移率;μn為基區電子遷移率;NB為基區摻雜濃度;neff為準中性基區有效電子濃度，其表達式為

N+緩沖層/N－基區結的電壓降VPN為

式中:k為玻爾茲曼常數;T為絕對溫度。

從上述關系式中可以看出，只需求解過剩空穴濃度P0就可以得出總的壓降。設定邊界條件δP(x*=0)=PH0和 δP(x*=WH)=PHW，WH為緩沖層寬度，根據N+緩沖層和N－基區邊界處空穴電流相等，可得到x*=0處的過剩空穴濃度PH0，根據N+緩沖層和N－基區邊界處的準熱平衡近似可得x*=WH處的濃度PHW，通過求解緩沖層內的空穴電流和電子電流可得總的電流表達式，聯立方程求解得到x=0處的過剩空穴濃度P0，即

式中:DpH為緩沖層內空穴擴散系數為緩沖層內的擴散長度，τH為緩沖層內的載流子壽命;WH為緩沖層厚度;NH為緩沖層內的摻雜濃度。

對于NPT型，P+發射極/N－基區結處，即x=0處的過剩空穴濃度為

因此，IGBT總的壓降可表示為

1.2 通態功耗的電熱模型

功率半導體器件 IGBT對溫度極為敏感，從建立的通態壓降模型來看，與溫度相關的參數分為兩類。第一類是器件的內部參數，包括過剩載流子壽命、柵極門檻電壓、跨導和發射極電子飽和電流，采用經驗公式進行近似處理，即

式中:τ(T0)、Vth(T0)、Kp(T0)和 Isne(T0)分別為過剩載流子濃度、門檻電壓、跨導以及發射極電子飽和電流參數在常溫 T0時的值;τ(Tj)、Vth(Tj)、Kp(Tj)和Isne(Tj)為溫度Tj時的值;K為門檻電壓的系數，可以測量提取得到。

另一類是材料的半導體物理常數，包括本征載流子濃度、載流子遷移率和擴散系數。本征載流子濃度隨溫度的變化關系為

式中:Nc=2.8×1019cm－3為導帶有效狀態密度;Nv=1.04×1019cm－3為價帶有效狀態密度;Eg為硅材料的禁帶寬度，與溫度呈線性關系，即

式中:Eg(0)=1.20 6 eV為絕對零度時的禁帶寬度;a=2.732 5×10－4eV/K為比例系數。將式(10)代入式(9)可得

式中:C=8.324 ×1019cm－3·K－1.5為比例系數。

載流子的遷移率反映了載流子的平均漂移速度與電場之間的關系，對準中性基區壓降的影響大。載流子遷移率與溫度和摻雜濃度有關，隨溫度升高而減小，隨摻雜濃度增大而減小，由于難以用數學模型來準確表述與溫度和摻雜濃度的關系，因此仿真時，分別在基區摻雜濃度和緩沖層摻雜濃度水平上選取多個溫度點，通過查表得到載流子遷移率，代入計算得到壓降在多個溫度點的值，再擬合成一條曲線。對于實驗所選IGBT器件，內部參數提取基區摻雜濃度和緩沖層摻雜濃度分別為1014cm－3和1017cm－3數量級時，查找多個溫度點的遷移率并將其擬合成如圖3所示的曲線，其中，μn和μp分別為基區電子和空穴遷移率，μn1和 μp1分別為緩沖層電子和空穴遷移率。

圖3 不同摻雜濃度時的遷移率Fig.3 Mobility under different doping concentration

載流子的擴散系數與遷移率相關，二者之間滿足愛因斯坦關系，即

式中:Dn為電子擴散系數;Dp為空穴擴散系數;e為電子電荷量。

通過提取IGBT內部參數，主要是基區摻雜濃度、緩沖層摻雜濃度、基區寬度、緩沖層寬度、芯片有效工作面積、基區內過剩載流子壽命、緩沖層過剩載流子壽命、內部MOSFET跨導和發射極電子飽和電流，其中前5項是與溫度無關的量，后4項與溫度相關，文獻[9－10]給出了這些內部參數的具體提取方法，得到IGBT壓降隨溫度的關系，也就得到了通態功耗的電熱模型，即

2 IGBT熱平衡分析

IGBT工作時產生的熱量通過DBC層傳遞到銅底板，底板再向散熱裝置傳遞熱量，當散走的熱量與硅芯片產生的熱量相等時，系統到達熱平衡狀態，各部分溫度保持穩定。對于一個由IGBT器件、散熱裝置和冷卻介質(水冷、強迫風冷)構成的確定組合，其穩態功耗表示為

式中:Tj為結溫;TA為環境溫度;RthJA為結－環境熱阻;TC為殼溫;RthJC為結 －殼熱阻;P為 IGBT的功耗。

式(14)將器件的功耗與環境溫度和冷卻方法(用熱阻 RthJA表示)聯系起來，但是適用的情況是IGBT系統已進入熱平衡狀態，各部分建立起穩態的溫度分布。如果功率耗散發生變化的時間小于建立穩態所需的時間，即還沒到達熱平衡狀態時，熱容就會影響到熱量的傳導，此時必須用瞬態熱阻抗來描述結溫的變化。結－環境瞬態熱阻抗定義為

結－殼瞬態熱阻抗定義為

由于瞬態熱阻抗總是小于穩態熱阻抗，而且瞬態熱阻抗隨著時間的變化逐漸逼近穩態熱阻抗，因此瞬時結溫和殼溫也總是小于穩態時的結溫和殼溫，隨著時間的變化逐漸逼近穩態時的值。當到達熱平衡狀態后，熱阻保持恒定，即可聯立式(13)和式(14)求解穩態時的結溫。由于結－環境熱阻由結－殼熱阻和殼－環境熱阻兩部分組成，其中結－殼熱阻可以測量且基本保持不變，而殼－環境熱阻隨外界變化的不確定性因素很多，與散熱裝置的接觸面積、冷卻介質有關，還會隨環境而變化，因而較難準確得到，這就給方程式求解帶來不便。而式(14)中IGBT結 －殼熱阻可準確提取，僅考慮一維向下熱傳導，測量殼溫時將熱電偶布置在芯片垂直正下方，使測得的殼溫最高，結溫測量采用電敏感參數法，所有測試儀器用Labview軟件控制，文獻[11－12]給出了熱阻的提取方法。

聯立IGBT功耗的電熱模型式(13)和結－殼傳熱方程式(14)，可以求解熱平衡時的結溫，其方法采用圖解法，二者的交點即為穩態時的結溫。

3 實驗研究及失效分析

3.1 實驗研究

對建立的IGBT壓降與溫度關系的電熱模型進行實驗驗證。所選 IGBT型號為GD50HFL120C1S，其額定電壓和直流電流分別為1 200 V和50 A，采用ABB公司制造的芯片，封裝在國內完成，這是一種具有緩沖層結構的PT型器件。

將IGBT模塊固定在帶加熱電阻絲的底板上，電流由安捷倫6 680 A電流源提供，通過控制底板加熱來改變溫度。結溫測量采用電敏感參數法，電參數選取小電流時的飽和壓降，采用安捷倫6 643 A電流源提供0.1 A的小電流，先定標得到小電流時導通壓降與溫度的關系，即

式中，Vce(on)為飽和壓降。

完成溫度標定后，再將小電流時的導通壓降換算成結溫。IGBT導通壓降的溫度特性測試電路如圖4所示，其中I為加熱大電流源，i為測試結溫的小電流源。

圖4 IGBT導通壓降測試電路Fig.4 Test circuit of on－state voltage

圖4 中，首先導通大電流源給芯片加熱，小電流源也持續導通，但與大電流源相比可以忽略不計，同時采用電壓表和熱電偶測量導通壓降和底板殼溫。經過一段時間，殼溫上升到最大值后，系統到達熱平衡狀態，此時切斷大電流源，僅由小電流源供電，測量切換后的導通壓降換算成結溫。實驗中，由于IGBT芯片熱容很小，結溫隨電流源切換變化很快，采用普通的電壓表測量壓降會帶來較大的誤差，因此采用高速LeCroy wavepro7000示波器測量電流源切換瞬間壓降，其變化波形如圖5所示。

圖5 電流切換瞬間電壓波形Fig.5 Voltage waveforms in current switching

從圖5中可以看出，在電流源切換瞬間，導通壓降有個尖峰，從最小值上升到最大值要經過大約2 s，采用普通電壓表測量得到的是穩態壓降，即曲線B對應的壓降，此時IGBT結溫已經有大幅度的下降，而采用示波器測量得到的壓降即曲線A，可接近實際結溫。

在電流分別為50 A和70 A時，測量不同溫度下的飽和導通壓降，以及采用IGBT電熱模型仿真得到的壓降如圖6所示。

圖6 通態壓降隨溫度的關系Fig.6 Relation of on-state voltage with temperature

從圖6中可以看出，在電流為50 A時，壓降隨溫度的變化率約為0.002 2 V/℃;電流為70 A時，壓降隨溫度的變化率約為0.003 3 V/℃。壓降隨著溫度的上升小幅增加，且隨著電流的增大，變化率也會增大。因此，仿真值與實測值基本吻合，同時也驗證了通態功耗電熱模型的正確性，存在的誤差是由內部參數提取的精確度以及半導體物理常數與溫度關系的誤差造成的。

對熱平衡時的結溫預測進行實驗，選用相同型號IGBT模塊，結 －殼穩態熱阻提取為0.32 K/W。在電流為50 A時，到達熱平衡態時測得殼溫T1為55℃，采用基于電熱模型的結溫預測法的仿真結果如圖7所示，曲線 AC表示IGBT通態功耗電熱模型，曲線AB表示結－殼傳熱功耗，二者的交點A表示到達熱平衡時的結溫，大約為85℃，關斷大電流源瞬間測量小電流時的壓降換算成結溫為87℃，仿真值基本與實測值相吻合。減小散熱底板的水流速度，曲線AB向右移動，到達熱平衡時的殼溫 T2=95℃時，結－殼傳熱曲線移動到 CD，二者的交點C為穩態結溫點，仿真得到結溫為128℃，切換電流后計算得到的結溫為129℃，兩者基本一致。當電流增大到70 A時，IGBT的功耗曲線為BD，殼溫分別為55℃和95℃時，與結－殼傳熱曲線的交點B和D分別為107℃和153℃，與實際測量的結溫值相吻合。

圖7 熱平衡曲線Fig.7 Curve of thermal equivalent

電力電子裝置中IGBT器件通常工作在脈沖開關狀態，其功耗由開關功耗、導通功耗和斷態功耗3部分組成，IGBT功耗的溫度特性表現在低溫階段近似線性上升，而在高溫階段成指數特征上升。因此，IGBT結溫預測需要考慮IGBT開關瞬態模型和斷態模型分別得到開關功耗和斷態。同樣，聯立 IGBT電熱模型和傳熱功耗方程，通過監測殼溫也可實時預測結溫。

3.2 失效分析

IGBT功耗增大或散熱能力下降時，殼溫上升使結－殼傳熱曲線向右移動，熱平衡時的交點也同時向右移動，若這個交點超出了IGBT的結溫安全應用范圍，就會發生失效。由于硅芯片的本征溫度點和熔點都要遠超出手冊給定的安全工作溫度點，且通態功耗曲線隨溫度近乎線性增加，不會發生熱奔，因此通態時結溫過大的失效主要發生在鍵合引線和焊料層。而在脈沖工作模式下，由于集電極漏電流在高溫階段與結溫成指數特征增加，一旦產生功率增量大于結－殼所能傳導的熱量增量時，進入熱電正反饋，熱奔引起硅芯片失效，因此失效主要發生在硅芯片，也可能發生在鍵合引線和焊料層，而通態時失效主要發生在鍵合引線和焊料層等封裝工藝，。

對兩種情況下由結溫過高引起的失效進行實驗，為方便觀察失效部位，采用從廠家訂購的打開封裝且未覆蓋硅膠的IGBT模塊。第一，在電流為70 A時，通過減小散熱裝置的水流速度，結－殼傳熱曲線CD向右移動，交點對應的結溫增大，且超出安全應用范圍，經過一段時間后觀察到IGBT電極根部的焊料開始出現熔化，如圖8(a)所示。第二，在電流增大到100 A時，達到了額定電流的2倍，殼溫和結溫迅猛上升，采用大的水冷流速散熱，殼溫上升到95℃時，仿真表明熱平衡時的交點超出了結溫安全應用范圍，達到190℃以上，經過大約10 min后發生了失效，觀察到硅芯片表面連接鍵絲發生斷裂，如圖8(b)所示。重復上述實驗，得到了相同的失效模式。

圖8 IGBT結溫過高的失效模式Fig.8 Failure mode under high junction temperature

4 結語

本文提出了一種基于IGBT電熱模型的結溫預測方法，通過監測熱平衡時的殼溫可以實時得到對應的結溫，用于指導IGBT散熱裝置的設計以及電流的極限應用，同時為器件的壽命與可靠性評估提供重要的依據。該方法也可移植到脈沖工作模式下的結溫預測中，功耗計算要考慮開關損耗和斷態功耗。

IGBT通態時結溫過高的失效分析結果表明，鍵合引線和焊料層等封裝工藝是易發生失效的薄弱部位，通過改進內部封裝工藝(比如采用更先進的焊料和鍵合引線以及優化內部連接)可以支持更高的結溫。

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