低電平MMC-HVDC樣機濾波裝置設計

王衛安， 桂衛華

(1.中南大學信息科學與工程學院， 長沙 410083； 2.南車電氣技術與材料工程研究院， 株洲 412001)

低電平MMC-HVDC樣機濾波裝置設計

王衛安1，2， 桂衛華1

(1.中南大學信息科學與工程學院， 長沙 410083； 2.南車電氣技術與材料工程研究院， 株洲 412001)

為了確保低電平模塊化多電平換流器直流輸電(MMC-HVDC)樣機注入公共電網的諧波含量符合現有的電能質量標準條例，對其進行配套的濾波裝置設計是必要的。文章根據MMC拓撲結構特點，推導出了MMC的等值電路，并將MMC看成一個有多種諧波的諧波電壓源，從而設計了MMC交流側諧波的等效電路。在此基礎上，結合MMC-HVDC的調制策略，設計出了與樣機配套的濾波裝置，仿真結果表明了其濾波裝置設計方法的正確性。

智能電網； 電能質量； 高壓直流輸電； 模塊化多電平換流器； 調制策略； 濾波裝置； 低電平

隨著經濟發展、社會進步、科技和信息化水平的提高以及全球資源和環境問題的日益突出，電網發展面臨著新課題和新挑戰。依靠現代信息、通信和控制技術，積極地發展智能電網，適應未來可持續發展的要求，已成為國際電力發展的現實選擇[1，2]。

基于電壓源換流器的直流輸電VSC-HVDC(v-

oltate-sourced converter high voltage direct cur-

rent)技術，即柔性直流輸電技術，是新一代更為靈活、環保的直流輸電技術，解決了常規直流輸電的諸多固有瓶頸[3，4]，是智能電網領域的關鍵技術之一[1，5]，根據其技術特點，很適合應用于可再生能源并網，分布式發電并網，孤島供電，城市電網供電，異步交流電網互聯等領域[6，7]。

模塊化多電平換流器MMC(modular multilevel converter)[8]是西門子公司提出的一種新型拓撲結構的電壓源換流器VSC(voltate-sourced converter)，這種結構將一個單管H橋集成在一個子模塊內，再將子模塊串聯，從而避開了大量開關器件的直接串聯的難題，對器件的開關一致性要求不高[9]；可以達到很大的電平數；輸出特性好。

為了更好地研究和掌握MMC-HVDC核心技術，同時考慮到投資成本，南車電氣技術與材料工程研究院擬建立如圖1所示的5電平背靠背MMC-HVDC樣機。由于樣機電平數比較低，MMC運行狀況的非線性將會產生較大的諧波，這會對電網產生污染，并產生一系列的危害[10]，因此對低電平MMC-HVDC樣機產生的諧波污染進行治理是必要的，這也與智能電網所提倡的“清潔、環保、高效”理念[2，11]相一致。本文采用在樣機交流側配置濾波裝置的方法來對圖1的MMC注入公共電網公共連接點PCC(point of common coupling)的諧波進行抑制，使之滿足現有的電能質量技術標準，并通過仿真來驗證該方法的正確性。圖1所示的雙端有源MMC-HVDC樣機系統對稱，Zs1、Zs2為系統阻抗；濾波裝置安放在換流變壓器的閥側，一方面可以降低濾波器承受電壓的等級，從而減少濾波器設計成本；另一方面可以在閥側對MMC產生的諧波進行抑制，從而可以減少諧波對換流變壓器的危害。

圖1 MMC-HVDC樣機

1 MMC等值電路

圖1中MMC基本的拓撲結構如圖2所示[10，12]。

MMC基本的電路單元稱為子模塊，由兩個絕緣門雙極晶體管IGBT(insulated gate bipolar transistor)開關器件和一個直流儲能電容構成。出于模塊化設計、制造和裝配的目的，各子模塊的額定值相同。換流器的三相橋臂均是通過一定量的具有相同結構的子模塊和一個閥電抗器串聯組成。閥電抗器主要起到限制相單元間環流以及故障電流上升率的作用，每個橋臂電抗器的值也相等。通過變化所使用的子模塊的數量，就可以靈活改變換流器的輸出電壓和功率等級。由于各個相單元中處于投入狀態的子模塊數是一個定值[12]，所以可以通過將各相單元中處于投入狀態的子模塊在該相單元上、下橋臂之間進行分配而實現對a、b、c三點輸出交流電壓的調節。

各子模塊按正弦規律依次投入，構成的橋臂電壓可以用一個受控基波電壓源Upj，Unj(j=a,b,c)等效。圖2上、下橋臂閥電抗器不相連的兩端點等電位[13]，則每相上下橋臂的電抗相當于并聯。因此，可以將等電位點虛擬短接，從而可以將閥電抗器移到換流器交流輸出線上。根據上面的分析，得到的MMC等值電路如圖3所示。

圖2 MMC基本拓撲結構

圖3 MMC等值電路

圖3中，m=(a,b,c)；vm為圖2等電位點的電壓；等效電抗器L的值為圖2中單個橋臂串聯電抗器值的一半。

2 MMC交流側諧波分析計算

2.1基于NLM的MMC輸出端口基波和諧波電壓計算

圖3的MMC輸出端口電壓vm的基波和諧波特性與MMC采用的調制策略有關，由于MMC自身所具有的“模塊化”構造特點，可以簡便地得到較高電平的多電平輸出。當輸出電平較大時，可以摒棄傳統的脈寬調制PWM(pulse width modulation)高頻控制方式，采用低開關頻率的多電平控制方式就能得到品質較優的波形。低開關頻率可以帶來器件開關損耗及系統總損耗的極大降低，提高換流系統的效率、可靠性及經濟性。最近電平逼近調制NLM(nearest level modulation)[14]是一種較好的低開關頻率的多電平控制方式，該調制的原理是使用最近的電壓矢量或電平瞬時逼近調制波，如圖4所示[14～16]?？紤]到實際應用的MMC-HVDC工程中，MMC子模塊數較多，輸出電平大，因此本文將NLM作為圖1樣機MMC的調制策略。

圖4 最近電平逼近調制策略示意圖

圖4的調制波us=m·sin(ωNt)、Uc為子模塊平均電壓。由圖4可知NLM調制的輸出電壓波形為1/4周波奇對稱，運用傅里葉級數理論，根據前1/4周期內的一組開關角就可以得到NLM調制時的A相MMC輸出端口va的基波和諧波電壓解析表達式，如式(1)所示[15，16]。式(1)的θi表示第一個1/4周期內第i個電平階躍開始投入時的電角度，單位為弧度；s為第一個1/4周期內的電平階躍數，通常等于n/2。

cos(hθ2)+…+cos(hθs)]sin(hωNt)

(1)

由式(1)可知，MMC輸出端口電壓只有奇次諧波，沒有偶次諧波。

使用反三角函數可以得到式(1)的各開關角的離線解析表達式，并代入式(1)，便可計算出MMC輸出端口基波電壓和各次諧波電壓的幅值。

2.2MMC交流側諧波電流計算

2.2.1 注入PCC點諧波電流允許值的確定

在進行樣機濾波器設計之前，需要確定PCC點諧波電流畸變的允許值，該值將直接決定濾波系統的造價。由式(1)可知，注入PPC點的諧波電流將主要是奇次諧波。關于注入PCC點諧波電流允許值，國外和國內均制定了相應的標準條例。IEEE-IAS發布的IEEE-519和我國技術監督局發布的中華人民共和國國家標準GB/T 14549-1993《電能質量 公用電網諧波》規定的電力系統獨立用戶奇次電流諧波注入PCC點的限制分別如表1和表2所示。

當PCC點最小短路容量不同于表2的基準短路容量時，可按式(2)修正表2的諧波電流允許值[17]。

(2)

式中，S1為PCC點的最小短路容量；Sb為基準短路容量；Ihp為表2中第n次諧波電流允許值；In為短路容量S1時第n次諧波電流允許值。

表1 IEEE-519制定的PCC點諧波電流限制標準

表2 GB/T 14549-1993制定的PCC點諧波電流限制標準

2.2.2 第n次濾波支路流過的諧波電流計算

由圖3可以看出，MMC可等效為電壓源。將MMC看成一個有多種諧波的諧波電壓源，并且該諧波源的每次諧波與換流器諧波具有相同電壓Ucon(n)，Ucon(n)的幅值可由2.1小節計算求得。根據圖1的MMC-HVDC樣機系統電路拓撲結構和圖2的MMC等值電路，可得到計算MMC交流側諧波的等效電路圖，如圖5所示。

圖中，ZS(n)是系統的n次諧波阻抗；ZTR(n)是換流變壓器的諧波阻抗；ZL(n)為圖2所示的等效相電抗L的諧波阻抗；ZF(n)是濾波器的諧波阻抗。為了簡化計算，認為諧波阻抗ZF(n)對第n次諧波而言趨近于0，因此，可近似得到諧波電壓源Ucon(n)經過等效電抗后輸出的諧波電流Icon(n)為：

(3)

式(3)表明，從等效電抗L入口來看，MMC和等效電抗器整體可看作諧波電流源。根據式(3)、圖5以及表2確定的注入PCC點諧波電流IPCC(n)允許值，就能夠確定第n次濾波器支路流過的諧波電流IF(n)的大小。

圖5 MMC交流側諧波計算的等效電路

3 樣機濾波裝置參數計算方法

由于NLM是低開關頻率的多電平控制方式，因此MMC輸出電壓的低次諧波分量較大。由于雙調諧濾波器對失諧較為敏感，諧振作用低壓元件的暫態額定值可能較高；而單調諧濾波器結構簡單，對單一重要諧波的濾除能力強，損耗低，且維護要求低，本文設計單調諧濾波器來濾除MMC產生的低次諧波。

由于柔性直流輸電系統不需濾波器無功功率補償，其濾波器的無功補償容量應盡可能的小，以免影響系統運行性能。因此，MMC-HVDC樣機濾波電容器的安裝容量可按照最小容量來設計，第n次濾波電容最小安裝容量所對應的電容值為[17]

(4)

式中，ω0為基波頻率；U(1)為換流變壓器閥側交流母線電壓的基波分量。

由于單調諧濾波器在第n次諧波頻率諧振，則有：

(5)

由式(5)可得電抗器值為：

(6)

濾波器電阻值為：

(7)

一般最佳的q值在30～60。

4 仿真分析

為了驗證前述MMC-HVDC樣機濾波裝置設計方法的正確性，采用仿真軟件PSCAD建立了圖1所示的低電平背靠背MMC-HVDC樣機的仿真模型。采用的調制策略為NLM；MMC單個橋臂子模塊數均為4個(不計冗余)；額定輸送容量為1.5MW；額定直流電壓為±25 kV；兩側交流系統對稱，電源電壓為10 kV，換流變壓器采用Yn/Δ接法，線電壓變比為10 kV/2.5 kV；系統阻抗L=1 mH，R=0.01 Ω，子模塊電容C=6000 μF；橋臂電抗取L=0.004 H。

4.1 樣機濾波器參數的求解

根據第2.1小節，計算MMC輸出端口處諧波電壓含量如圖6所示。

圖6 MMC輸出端口處諧波電壓含量

由圖6可以看出，3、5、7等低次諧波電壓含量比較大，高次諧波電壓含量很小，實際上，該測量點位于閥電抗器與子模塊連接處，由圖5可知，注入PCC點的諧波電流的幅值取決于PCC點諧波電壓、交流系統阻抗和換流器的諧波阻抗。經仿真分析，PCC點3、5、7次諧波電流含量較大。

由于系統阻抗很小，短路比SCR達到212.16，因此可將系統電源近似為一個無窮大電源，PCC點諧波電壓很小，可以忽略不計。

本文采用3組單調諧濾波器來濾除3、5、7次諧波。三相濾波器有Y接法和Δ接法。Y接法時濾波器每相承受的電壓低，電流大，電抗器絕緣要求低，當發生斷相故障時，對應的線電流將為0；Δ接法時濾波器每相承受的電壓高，電流小，但電抗器絕緣要求較高，當發生斷相故障時，對應的線電流不為0。為降低濾波器的絕緣要求，本文濾波器采用Y接法。

式(7)的q值選取50，根據前述的濾波器設計方法，設計出3、5、7次單調諧濾波器L、C參數如表3所示。

表3 MMC-HVDC樣機濾波器L、C參數

4.2 仿真分析

忽略高次諧波，設樣機系統注入PCC點電流最大次數為31，基波電流次數為1。換流變壓器閥側接和未接濾波裝置時，PCC點A相單次諧波電流畸變率、總諧波電流畸變率(THD)、三相電流波形分別對比如下：

圖7(a)、(b)1～31為電流的次數，為了具體看清楚諧波消除情況，以5次諧波為例，圖7(a)橫坐標下面的[5]10.2208表示未接入濾波器時5次的諧波含量為10.2208%。圖7(b)可以看出，接入濾波器后，第5次諧波含量為3.1012%。由圖7可以得出結論：接濾波裝置后，PCC點單次諧波電流畸變率以及總諧波電流畸變率相對未接濾波裝置大大減少，均在表1所規定的PCC點諧波電流限值以內，從而驗證了本文設計的MMC-HVDC樣機濾波裝置方法的正確性。

接濾波裝置后的PCC點三相電流波形相對未接濾波裝置時的波形有所改善，但波形不是很光滑，仍存在一定的毛刺，這和總電流諧波畸變率較高有關。

(a) 未接濾波裝置的單次諧波電流

(b) 接濾波裝置的單次諧波電流

(e) 未接濾波裝置的三相電流

(f) 接濾波裝置的三相電流

總諧波電流畸變率較高的原因為：①在濾波器設計時，為了盡量的節省濾波器成本，設定流過PCC點的諧波電流為表2規定的諧波電流限值，從而使流過濾波器的諧波電流為最??；②式(7)的品質因數q越大，濾波效果越好，但對頻率的偏移也更為敏感，為了克服這一缺點，在濾波器設計時，有意地降低了品質因數的值。③樣機MMC子模塊數較少，從而導致很多低次諧波電流的含量較高。

進一步改善波形質量的方法：①改變換流器調制方式，如采用PWM調制方式；②增加樣機MMC子模塊數；③增大閥電抗器。

5 結論

(1)為了抑制低電平MMC-HVDC樣機對公共電網產生的諧波污染，根據MMC的拓撲結構和調制策略，在換流變壓器閥側設計了與低電平MMC-HVDC樣機配套的濾波裝置，仿真結果表明在該濾波裝置作用下，注入PCC點的諧波電流含量能滿足現有電能質量標準條例要求。

(2)在研究MMC拓撲結構基礎上，作出了MMC等值電路，并將MMC看成一個有多種諧波的諧波電壓源，從而設計出MMC交流側諧波計算的等效電路，據此，可結合電能質量標準條例規定的PCC點諧波電流的限值以及NLM策略下MMC出口處諧波電壓的表達式來求解流過濾波支路的諧波電流。

(3)從交流側整體來看，MMC是一個諧波電壓源，但是從等效電抗 入口來看，MMC和等效電抗器整體可看作諧波電流源。

(4)柔性直流輸電系統不需要濾波器無功功率補償，因此MMC-HVDC樣機濾波電容器的安裝容量可按照最小容量來設計。

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DesignofFilteringDeviceforLowLevelPrototypeofMMC-HVDC

WANG Wei-an1，2， GUI Wei-hua1

(1.College of Information Science and Engineering ,Central South University, Changsha 410083, China； 2.CSR Research Institute of Electricity Technology & Materials Engineering, Zhuzhou 412001, China)

In order to ensure the harmonic of common electric network injected by low level prototype of modular multilevel converter high voltage direct current (MMC-HVDC) could accord with existing electric power quality standard regulations, it is necessary to design filtering devices for the prototype. According to the topology structure of MMC, an equivalent circuit was deduced, and regarding MMC as one harmonic source containing multiform harmonics, the equivalent circuit which could calculate the harmonic at AC side of MMC was obtained. Based on above, and combined with modulation strategy of MMC-HVDC, the filters for the prototype were designed. Simulation results show the method to design the filtering devices is correct.

smart grid； power quality； high voltage direct current(HVDC)； modular multilevel converter(MMC)； modulation strategy； filtering device; low level

2011-07-26；

2011-09-02

TM721

A

1003-8930(2011)06-0135-06

王衛安(1975-)，男，博士研究生，高級工程師，研究方向為諧波抑制和無功補償、大功率電力電子應用技術。Email:wangwa@teg.cn 桂衛華(1950-)，男，教授，博士生導師，研究方向為大系統理論、最優控制與應用等。Email:gwh@mail.csu.edu.cn