恒跨導高擺率軌對軌運算放大器的設計★

張偉娟，鄒偉，徐坤玉

（蘭州交通大學 電子與信息工程學院，甘肅 蘭州 730070)

0 引言

運算放大器是集成電路中應用最廣泛的電路單元之一，它是模擬及數模混合電路中的一個重要模塊。近年來隨著電子技術的發展，對芯片的性能要求也越來越高，同時對運算放大器在性能上提出了更高要求。對于Rail-to-Rail運算放大器，首先要保證其輸入跨導恒定。目前，已有部分技術通過控制輸入差分對管的直流偏置電流來控制輸入級的總跨導恒定，其中包括均方根電路和三倍電流鏡法。另外一種技術是通過使用可調的電平移位和單級差分對來獲得恒定跨導，它們通常需要結構相對較復雜的輸入級。此外，還有選用齊納二極管的穩壓原理來實現。另一方面，Rail-to-Rail運算放大器要求具有較大的電壓擺幅，采用AB類輸出可以提高擺幅，通常需要比較復雜的電路[1-2]，同時也降低了電路的電源抑制比(Power Supply Rejection Ratio，PSRR)。

本文所研究的Rail-to-Rail運算放大器的輸入跨導隨著輸入電壓的變化而變化。輸入級采用了齊納二極管的穩壓原理保證了輸入跨導恒定。輸出級采用改進的AB類輸出級進一步優化了輸出級的驅動能力管理和整個電路的壓擺率[7]。另外，為了保證系統的穩定性，還設計了頻率補償電路。

1 電路設計

1.1 恒定跨導的輸入級

輸入級采用NMOS和PMOS并聯的差分對輸入，這樣在電路工作時至少保證一個差分對能正常工作，由此可以滿足輸入電壓的滿擺幅，具體電路如圖1所示。M1、M4和M2、M3構成了互補雙差分輸入對，但存在的缺點就是輸入級跨導會隨輸入共模電壓的變化而改變。輸入級跨導的變化會影響增益，使得頻率補償變得更加復雜，還會造成失真。因此本文采用齊納管穩壓原理來恒定跨導。串聯二極管M5、M6具有類似于齊納二極管的特性，只有當節點A、B之間的電壓差大于M5、M6的閾值電壓之和時，由M5和M6組成的支路才會導通，其可以使得總輸入跨導恒定。

圖1 齊納管恒定跨導的輸入級

在整個共模電壓范圍內，跨導控制可分為3部分。輸入級總跨導可以表示為：

其中，gmN和gmP分別為輸入級NMOS和PMOS差分對的跨導，VTH為MOSFET的閾值電壓，因子K是跨導參數，計算公式可以表示為：

其中μn和μp分別是電子和空穴的遷移率，COX是單位面積的柵氧化層電容。

當輸入共模電壓很高或很低時，A、B兩點之間的電壓差相對較低，不足以導通M5、M6支路。因此，M5、M6支路是截止的。只有當輸入共模電壓在中壓區，M5、M6均工作時，M5、M6支路導通。輸入級M1和M2的源極電壓差為：

其中，VSM1和VSM2分別是M1和M2的源電壓。為了保持總跨導在整個輸入共模電壓范圍內恒定，必須保證M1和M2的柵源電壓之和不變。當NMOS差分對或PMOS差分對由不工作狀態轉換到工作狀態的過程時，會使得運算放大器的短路跨導出現波動。為了減小運放短路跨導的波動幅度，設計時在齊納二極管的基礎上增加一個共源放大器和源極跟隨器，如圖1中M7、M8；它能夠更好地控制差分對的工作切換過程，減小運算放大器短路跨導的波動幅度。另外，必須保證M6、M8的寬長比和M1、M4的寬長比相同，M5、M7的寬長比與M2、M3的相同?？傊?，采用齊納二極管技術來恒定跨導，減小了芯片的面積，同時不會產生額外的靜態電流[5-6]。

1.2 頻率補償

為了保證整個系統的穩定性，需對電路進行頻率補償，電路補償方案如圖2所示。

圖2 頻率補償

其中gm1和gm2分別為輸入級和輸出級的跨導。最常用的補償電路是米勒補償，米勒補償在電路中會引入一個右半平面的零點，它會削弱系統的穩定性。因此需要與補償米勒電容Cm串聯一個電阻Rm，通過調整Rm大小，使得右半平面零點移動到左半平面，改善系統穩定性。假定CO1，CO2

基于米勒效應，主極點ωp1與補償電容有關，因此CC的值決定系統的穩定性。電阻RC的引入可以消除右半平面零點，并達到一個更好的高頻動態范圍。此外，在輸出接點處適當的電阻負載還可以減少輸出阻抗，使系統更加穩定[3-4]。

1.3 AB類輸出級

在運算放大器輸出級的設計中，為了最大效率地利用資源，輸出級必須要有大的擺幅和盡可能小的靜態電流。AB類輸出級的輸出晶體管被偏置在一個很小的靜態電流下，可以有效地減小交越失真，同時也可以保證最大動態輸出的電流遠大于靜態電流，從而提高輸出級的效率。AB類輸出的關鍵在于保持兩個輸出晶體管柵極之間電壓的恒定。AB類輸出原理圖如圖3所示。AB類輸出采用兩個浮柵MN3和MP3相對于采用電阻，它能更有效地減小芯片面積。AB類輸出電路形成兩個線性回路MP1—MP4以及MN1—MN4，確定了兩輸出管的靜態電流，固定了兩輸出管MP4和MN4柵極之間的電壓。

圖3 AB類輸出原理圖

1.4 總體電路設計

Rail-to-Rail運算放大器的總體電路設計如圖4所示。其中包括5部分：偏置電路，由M9-M12，Iref1-Iref6組成；互補差分輸入級，由M1-M4組成；電流求和電路，由M13-M20組成；頻率補償電路，由R2，R2，C1，C2組成；AB類輸出級，由M33-M42組成。其中，M25-M32為擺率提高電路，采用此電路可以有效地提高運放的擺率。

圖4 總體電路圖

共源共柵結構求和電路作為Rail-to-Rail差分電路的有源負載，可以提高整個電路系統的增益并降低失調電壓；為了提高驅動速度，輸出級采用了推挽式AB類輸出，由M47、M48組成。總電路的直流增益可表示為公式(6)，其中Adc1和Adc2分別是輸入和輸出級的直流增益，gm是總輸入跨導，gm16、gm17、gm47和gm48分別是 M16、M17、M47、M48的跨導。此外，ROUT1和ROUT2分別是輸入級和輸出級的輸出阻抗ro14、ro16、ro17、ro19、ro47和 ro48分別為 M14、M16、M17、M19、M47和M48的輸出阻抗，ron和rop分別為PMOS和NMOS差分對的輸出阻抗。

2 電路仿真

采用CSMC 0.5 μm CMOS工藝，利用 H-Spice軟件對電路進行了仿真。電路采用8V電源供電，總跨導為573 μA/V，調整電源電壓從0～8V，分別在-40℃，0℃，60℃條件下對輸入級跨導進行仿真驗證，結果如圖5所示，顯然，可以看出輸入跨導波動基本不隨溫度和輸入電壓的變化而改變。溫度在0℃，60℃條件下跨導變化波動最大，約為22.5μA/V，可知此時最大跨導變化率為3.9%(22.5/573≈3.9%)；溫度為-40℃時，跨導變化波動較小，約為10.5μA/V，最大跨導變化率約為1.8%(10.5/573≈1.8%)。軌對軌輸入輸出特性曲線如圖6所示，由此可以看出輸入輸出基本達到軌對軌，在整個動態輸入輸出電壓范圍內電路具有良好的性能。

圖5 不同溫度下輸入級跨導變化曲線

圖6 軌對軌輸入輸出特性曲線

3 結論

通過對軌對軌運算放大器的研究與分析，設計了一種具有高擺率、跨導恒定的軌對軌運算放大器。采用齊納二極管的穩壓原理，保證了Rail-to-Rail運算放大器的輸入跨導的恒定；同時，引入了一種新型的壓擺率提高電路。通過H-Spice對電路進行了仿真，由結果表明電路性能良好。

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