用于SPR檢測的自消噪光電二極管陣列驅動電路*

王 程，張 維，牛文成，岳 釗，劉國華

(南開大學信息技術科學學院，天津300071)

當一定波長的入射光入射到兩種介質(如金屬與電介質)的分界面時，如果入射角滿足一定條件，就會在分界面處出現SPR(Surface Plasmon Resonance表面等離子體共振)現象，形成表面等離子波(Surface Plasmon Wave，SPW)。此時反射光強急劇下降，對應的入射角為共振角[1]，通過檢測共振角變化可以對介質濃度和種類進行定量檢測。SPR現象用于生物檢測領域具有檢測周期短、靈敏度高、實時動態及無污染檢測等優點[2]，目前已經成為生物傳感技術領域的研究熱點[3]。

當一束一定波長的光以一定范圍的入射角多角度入射時，就會得到相應反射角范圍的反射光。反射光匯聚成平行光束后，即可檢測光強隨反射角的分布，從而確定共振角。目前國內外同類檢測儀器廣泛采用CCD作為光電轉換器件來檢測光強分布，CCD器件存在暗電流大、動態范圍小、感光單元曝光特性不一致等缺陷[4]。為了克服這些缺陷，我們采用性能更加優越的光電二極管陣列器件S3903－1024Q代替了傳統的CCD器件設計制作驅動電路。由于光電二極管陣列器件的動態范圍增大一定程度上導致了曝光時間的延長，從而造成累積噪聲的增加。為了抑制噪聲分量，提高輸出信號的信噪比，我們在驅動電路中引入了自消噪設計。經實驗證明，該驅動電路在SPR檢測中具有很高的精度。

1 電流積分式驅動電路設計方案

圖1 S3903型光電二極管陣列器件內部結構

我們只需提供一路開始脈沖信號Φst和兩路同頻率反相位的時鐘信號Φ1和Φ2即可通過移位寄存器(Shift Register)依次輸出各個像素曝光產生的光生載流子:開始信號Φst啟動移位寄存器，根據時鐘周期產生尋址邏輯，依次閉合每個像素對應的地址開關(Address Switch)，即可依次輸出各個像素的電荷信號[5]，電荷量與曝光量成正比關系[6](曝光未達到飽和)。

S3903芯片在接收到高電平有效的開始脈沖Φst后即開始依次輸出1 024個像素的光生電荷，輸出信號的波形是加載在直流偏置電壓(+2 V)上的一組1 024個負的窄脈沖，脈沖的深度正相關于曝光量，曝光量正比于照度和曝光時間(即兩個Φst之間的時間間隔TΦst)。相鄰負脈沖之間的間隔等同于時鐘Φ1和Φ2的周期TΦ，而且在Φ1的下降沿和Φ2的上升沿時刻輸出。1 024個像素的信號輸出完畢后，芯片的EOS引腳會輸出一個寬度為1/2TΦ的低脈沖(EOS引腳拉高到+5 V)表示一組信號已經輸出結束。S3903的時序邏輯要求TΦst≥TΦ×1 024，以免在一組像素信號沒有輸出完畢前再次開始，從而引起邏輯混亂;另外Φst的高電平區間必須跨越Φ1的上升沿和Φ2的下降沿，且不能再跨越任何邊沿，否則同樣會引起邏輯混亂[5]。在本文設計的電路中，S3903所需驅動邏輯信號由CPLD芯片產生，在電路不做更改的條件下，即可通過CPLD重新編程實現多種驅動方式[7]。

S3903光電二極管陣列可以采用兩種驅動方式[5]。第一種方式是電流－電壓轉換式驅動，電路依次輸出峰值電壓與各個像素的曝光量成正比的三角波電壓信號;第二種方式是電流積分式驅動，電路依次輸出與各個像素曝光量成正比的近似方波脈沖電壓信號。由于輸出的電壓信號一般需要進行AD轉換，驅動電路相頻特性變化會導致三角波的峰值采樣比較困難，而脈沖信號對定時采樣點的要求不嚴格，比較容易準確采樣，因此我們選用電流積分式方案設計驅動電路[8]。電路原理如圖2所示。

圖2 電流積分式驅動電路原理

S3903芯片從Active Video引腳輸出的光生電流信號通過定時積分器轉換為脈沖電壓信號。由Q=CU(U即為脈沖電壓值)可知，積分電容值反比于積分器輸出電壓值。在本文論述的電路中，積分電容值選擇10 pF，運放器選擇漏電流僅0．1 pA的結型場效應管輸入級集成運放器，以避免光生載流子泄漏[9]。由于1 024個像素的光生電流信號以Φ1和Φ2的周期TΦ為輸出間隔，因此每個像素輸出信號的積分時間也必須等于TΦ。積分時間結束后，跨接在積分電容兩端的模擬開關會在放電控制信號RESET的控制下閉合，將該像素的光生電荷釋放掉。為了不影響到下一個像素的積分，RESET信號必須在Φ1的下降沿和Φ2的上升沿到來前至少50 ns前進入斷開模擬開關狀態[5]。

經過積分，脈沖電壓信號通過運放器進行放大，以便對后端信號采集進行電平匹配。脈沖電壓信號放大后通過一個隔直電容和一個對地分時導通的模擬開關連接到一個低通濾波器上。對地導通模擬開關由箝位控制信號CLAMP控制，CLAMP信號在Φ1的高半周期和Φ2的低半周期將模擬開關導通，從而將脈沖電壓信號箝位到地電位。箝位后的信號經過一級低通濾波后即可成為波形較為平滑的矩形脈沖信號，可以方便地進行AD轉換等處理。在不考慮噪聲等影響因素時，脈沖高度正比于曝光量。

2 噪聲信號分析與自消噪

我們以時鐘周期TΦ=64 μs，曝光時間TE=1 s進行644 nm波長紅光均勻平行光曝光實驗。當不存在噪聲時，輸出信號應為平穩的直線。在實際電路中，噪聲的存在使輸出信號的精度和動態范圍都有所下降，而提高檢測精度的關鍵在于噪聲的消除。我們對輸出的1 024個脈沖進行12 bit AD轉換(ADC非線性誤差1/4 095≈0．024%，參考電壓源誤差2 mV/2．5 V=0.08%)，生成直角坐標圖，如圖3所示。

在該案例中，承包商很清楚業主最在意的是工期問題，所以，在不利因素發生后，承包商針對客觀存在的工期延誤和生產率降低等風險，主動要求監理工程師下達停工令，避免加大業主的損失。對于業主方來講這是一個兩難的選擇，而承包商卻為索賠取得了合法的依據。

圖3 含有噪聲的光強曲線

圖3中明顯可以看出存在的正弦疊加信號和其他擾動，我們統計各次實驗結果，計算信噪比如表1所示。不消噪的驅動電路輸出信噪比小于40 dB。

表1 不進行消噪的驅動電路信噪比統計

我們分析噪聲的來源可以將其分為4種。

(1)暗電流 暗光條件下光電二極管仍然有微弱的輸出電流，暗電流在一定范圍內與溫度成正比關系。對于S3903，最大暗電流在pA數量級上，在25°C條件下，最大暗電流為0．08 pA。曝光1 s最多會產生0．08 pC的電荷，積分電容選取10 pF時，最大暗電壓UDmax=0．008 V。此條件下，光電二極管的動態范圍UAmax=5 pC/10 pF=0．5 V。動態范圍最大損失約1．6%。

(2)加性白噪聲 白噪聲來自于器件本身的熱噪聲和散粒噪聲[10]，它是一個平穩隨機過程，其功率譜密度為常數，因此其時域表示式(自相關函數)為沖激函數δ(t)。在實際驅動電路中由運放器構成的電路存在截止頻率f0(約2 MHz)[11]，因此白噪聲實際是低頻帶限白噪聲，功率譜密度函數由常數演變為門函數(忽略截止頻率附近的滾降特性)，時域自相關函數相應演變為Sa(t)=sin(t)/t函數。低頻帶限白噪聲通過積分器后會成為一個有超調量且逐漸收斂的近似的階躍信號。在帶寬較寬時，信號收斂速度很快，TΦ＞1/f0的條件下，電壓值即趨于恒定，可以視其為一個疊加的直流電壓信號。

(3)交流耦合噪聲 交流耦合噪聲主要來自為驅動電路供電的220 V/50 Hz交流電，此外也包括來自電路周圍的電磁輻射高頻雜波。交流耦合噪聲的強度與電路的AC/DC隔離以及電磁屏蔽和接地情況有關。從圖3中我們可以看出，正弦信號以大約310個橫軸單位(即像素號0～1 023)為周期，實際周期TAC≈310 ×64 μs=19．84 ms，頻率正是 50 Hz。正弦波振幅約 10個縱軸單位(滿量程為212－1=4 095單位)。

(4)背景光 檢測環境不可能達到絕對黑暗的條件，因此光電二極管輸出的光生載流子中包含背景光產生的部分電荷，電荷量隨檢測環境變化，這種電荷會減小光電二極管陣列的動態范圍，從而降低檢測分辨率。

通過上述對噪聲的分類，我們可以確定，光電二極管陣列輸出的脈沖電壓信號中疊加的噪聲信號包括:暗電流、背景光、白噪聲引入的含有直流分量的加性噪聲信號和交流耦合噪聲引入的50 Hz的正弦紋波。背景光引入的直流噪聲隨環境變化而變化，一般考慮在信號AD轉換之后使用數字濾波的方式消除，其余3種噪聲信號都可以在驅動電路中加以抑制。

從圖1可知，與動態光電二極管對稱的還有一組暗光光電二極管(dummy diode)，其性能參數完全相同[5]，因此我們可以得到一組沒有任何曝光分量卻包含完全相同數值特征的參考噪聲信號(包含暗電流、白噪聲、交流耦合噪聲分量)。抑制信號中疊加的噪聲分量有必要好好利用這一組與之相關性很高的純噪聲信號。由于暗光光電二極管完全不曝光，因此不能用來消除背景光引入的噪聲。

我們在圖2所示驅動電路的箝位開關之后加入一個減法器來抑制噪聲信號，根據濾波器消噪原理[12](如圖4)。我們以濾波器輸出的信號e的均方誤差E[e2]最小為最優化標準[13]。濾波器的輸入信號為參考噪聲信號n'。

圖4 消噪原理

由式(1)得:

均方誤差

設噪聲與信號不相關，即

n－y=0時，E[e2]取到最小值

代入式(1)有

式(4)說明，y=n時，濾波器可以完全恢復有用信號。用相關程度很高的n替換n'代入式(2)有

由此我們得出結論:將參考噪聲源與有噪信號相減確實可得到最小均方誤差的濾波結果，f(t，e)濾波器即是一位模擬減法器。因此我們將S3903的Dummy Video引腳輸出的信號使用與Active Video引腳輸出信號完全相同的器件進行積分和放大，得到的信號作為圖4中的噪聲源參考信號[14]。將兩路信號相減，得到抑制了暗電流、交流耦合噪聲和白噪聲的信號。若使在積分器后即進行相減再放大濾波的電路結構，雖然可以節省元器件卻會造成運放器級聯引起靜態工作點漂移從而引入新的誤差[15]。因此我們在驅動電路中除了選用輸入級抑制零點漂移的運放器構建電路外，還要將減法器置于積分器后面的放大器之后，信號經過減法器消噪后立即通過一個低通濾波器輸出，減少級聯，從而抑制零點漂移。

在引入了減法器后，我們在和圖3同樣的實驗條件下重新進行均勻平行光曝光實驗，觀測到的圖像如圖5所示。

圖5 濾波消噪后的光強曲線

重新統計各次實驗結果，計算信噪比如表2所示。

表2 引入消噪后的驅動電路信噪比統計

實驗結果顯示，濾波消噪后光電二極管陣列輸出信噪比提高到了50dB左右。

為了測試本文設計的電路在SPR現象檢測中的消噪效果，我們在本課題組研制的SPR傳感芯片檢測系統[16]上進行比對實驗。實驗內容為25°C環境下檢測純水的SPR共振角。引入消噪設計前后的共振角圖像(如圖6)，可以發現共振角曲線得到了顯著優化。

圖6 消噪前后觀測共振角曲線對比

3 結論

經過在實驗室環境中對SPR現象的多次檢測，證實本文設計的自消噪光電二極管陣列驅動電路可以有效抑制疊加在信號中的噪聲信號，提升信噪比10dB以上，同時提升了動態范圍，使檢測器的精度和分辨率都得到了提高。較之沒有自消噪功能的驅動電路，新電路能夠更加精確地捕獲平行光束中微弱的光強變化，從而精確檢測SPR現象共振角的變化。如果在AD轉換后輔以數字濾波消除背景光，則可以進一步提高檢測性能。

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