基于MPPMSG及混合式3L變流器的新型風(fēng)電變換系統(tǒng)的設(shè)計和比較

曾翔君，張宏韜，李 迎，房魯光

（西安交通大學(xué)電氣工程學(xué)院，西安 710049）

1 引言

MW級以上的風(fēng)電機組是當(dāng)前風(fēng)力發(fā)電技術(shù)的主流，目前單機功率已經(jīng)達到5 MW，并進一步向更高的等級發(fā)展，以適應(yīng)未來海上風(fēng)電的要求。直驅(qū)風(fēng)電機組方案（EESG DD和PMSG DD）由于不需要變速箱，可大大提高系統(tǒng)的效率，并縮短故障平均維護時間（MTTR），改善其可靠性[1-2]。但是直驅(qū)方案需要全功率電力電子變流器實現(xiàn)風(fēng)機的變速控制。由于風(fēng)力發(fā)電機的常規(guī)電壓等級僅為690 V（或960 V），這使得全功率變流器必須處理比較大的電流，不僅造成濾波電抗等無源元件的體積龐大，另外也引起效率的問題非常突出。為了降低功率半導(dǎo)體器件和無源元件的開銷，常規(guī)的解決方案是采用傳統(tǒng)的兩電平變流器并聯(lián)來分攤?cè)萘?，但這是一種效率不高的做法。最近的一些研究已經(jīng)表明，多電平變流器不僅擁有比兩電平變流器更優(yōu)越的諧波性能，而且還具有更高的效率[3-4]。因此在風(fēng)力發(fā)電的低壓系統(tǒng)中采用多電平變流器成為當(dāng)前的一個研究熱點。由于多電平變流器的拓撲結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜，需要的半導(dǎo)體器件較多，因此直接應(yīng)用于低壓系統(tǒng)其成本開銷很大。另外，在低壓大電流的場合下，多電平變流器的直流母線電容存在較大的電壓波動，而且還需要進行電容電壓的平衡控制，特別是在風(fēng)電系統(tǒng)中，強風(fēng)或者湍流等瞬變風(fēng)能的影響對于電容電壓的平衡控制是很不利的。本文提出一種基于多相永磁同步發(fā)電機和三電平混合式全功率變流器的直驅(qū)風(fēng)電系統(tǒng)的技術(shù)方案。這種方案通過三電平變流器串聯(lián)和并聯(lián)組合替代常規(guī)的兩電平變流器并聯(lián)方案。串聯(lián)組合可以提高直流母線電壓等級使三電平逆變器工作于中壓范圍，而并聯(lián)組合則能夠克服三電平變流器電容中點電壓脈動，同時最重要的是利用這種方案可以實現(xiàn)很高的效率。本文將詳細討論這種技術(shù)方案的拓撲結(jié)構(gòu)、參數(shù)設(shè)計以及電容平衡控制等關(guān)鍵性問題，最后對其效率與傳統(tǒng)兩電平變流器并聯(lián)方案進行了比較。

2 基于多相永磁同步發(fā)電機和三電平混合式全功率back-to-back變流器的風(fēng)電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

圖1a給出了常規(guī)的采用永磁同步發(fā)電機和并聯(lián)兩電平back-to-back變流器的直驅(qū)風(fēng)電系統(tǒng)原理示意圖。圖1b給出了本文推薦的基于多相永磁同步發(fā)電機和三電平混合式back-to-back變流器的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖。圖中還給出了兩電平（2L）和三電平變流器一個支路的拓撲結(jié)構(gòu)原理圖，其中包括Vienna整流器和中心點二極管箝位逆變器 （3LNPC）。比較圖1a和圖1b可見，本文推薦的方案具有以下幾個特點：（1）直接通過永磁同步發(fā)電機多相繞組設(shè)計產(chǎn)生多組隔離三相電源，不僅可以簡化變流器的并聯(lián)，也能夠?qū)崿F(xiàn)變流器的串聯(lián)。在圖1b的方案中，通過直接利用發(fā)電機的定子漏抗，多相并聯(lián)的變流器不需要Boost電感，與圖1a的方案相比，這可以大大降低無源元件的成本和體積，提高系統(tǒng)的效率。（2）發(fā)電機被設(shè)計成6相，每相包括一對空間相差180°的反向繞組 （在圖1b中分別標(biāo)注為 0°和 180°以及 30°和 210°）。 反向繞組被用于兩個三電平VIENNA整流器的并聯(lián)，用以消除或削弱其直流母線電容中點的電壓波動。（3）直流母線電壓通過VIENNA整流器串聯(lián)提高到中壓范圍，逆變器部分采用兩組并聯(lián)的3L-NPC逆變器。與圖1a的方案相比，提高母線電壓可以充分利用三電平變流器在中壓范圍的應(yīng)用優(yōu)勢，一方面降低輸出變流器的電流等級，另一方面也能簡化并網(wǎng)濾波器的設(shè)計。從輸出容量上考慮，一組中壓3L變流器相當(dāng)于兩組低壓2L變流器的并聯(lián)。

圖1a 常規(guī)三相PMSG和兩電平變流器并聯(lián)風(fēng)電技術(shù)方案

圖1b 多相PMSG和三電平混合式變流器風(fēng)電技術(shù)方案

3 2.5 MW 6相12繞組直驅(qū)永磁同步發(fā)電機的結(jié)構(gòu)及變流器元件的選擇

為了對圖1a和圖1b兩種技術(shù)方案進行比較，本文針對一個2.5 MW的風(fēng)電系統(tǒng)開展研究。圖2給出了本文設(shè)計的一個功率等級為2.5 MW，電壓等級為690 V的6相12繞組直驅(qū)永磁同步發(fā)電機的結(jié)構(gòu)示意圖和電勢星形圖。在總體結(jié)構(gòu)上，該電機為6相凸極徑向式永磁同步電機，但是在每相繞組的定子槽內(nèi)均安裝了兩套繞組。電機永磁體材料采用釹鐵硼（Br=1.3 T，Hc=987 kA/m），電機極對數(shù)p=20，總槽數(shù)Q=288，每極每相槽數(shù)q=1.2，單元電機數(shù)t=4，單元電機槽數(shù)Z0=72，單元電機極對數(shù)p0=5，繞組循環(huán)數(shù)：2-1-1-1-1。

圖2 2.5 MW 6相12繞組直驅(qū)永磁同步發(fā)電機的繞組結(jié)構(gòu)

圖2 只畫出了一對極。圖中A-a，B-b，C-c與D-d，E-e，F(xiàn)-f分別為電角度相差120°的三相繞組，這兩個三相繞組之間則相差30°。同理X-x，Y-y，Z-z與U-u，M-m，N-n為相差120°的三相繞組，而兩個三相繞組之間也相差 30°。A-a，B-b，C-c與 X-x，Y-y，Z-z 為兩個相差 180°的繞組；D-d，E-e，F(xiàn)-f與U-u，M-m，N-n 也相差 180°。限于本文的篇幅，關(guān)于該電機的詳細設(shè)計內(nèi)容將另文闡述，在此只給出其等效電路參數(shù)（見表1）。

表1 2.5 MW 6相12繞組直驅(qū)永磁同步發(fā)電機的單相參數(shù)

如果采用圖1a的方案，一個2.5 MW，690 V的直驅(qū)風(fēng)電系統(tǒng)（整流側(cè)和逆變側(cè)）可以采用四組2L變流器并聯(lián)。這樣，每組變流器的相電流僅僅為523 A，最低的直流母線電壓1 000 V，可以選擇1 700 V/1 200 A的IGBT模塊來構(gòu)成2L變流器。

如果采用圖1b所示的3 L混合式方案，發(fā)電機側(cè)連接四組Vienna整流器，其中與兩組反向繞組相連接的Vienna整流器并聯(lián)，而并聯(lián)后的整流器組則串聯(lián)以獲得兩倍的直流母線電壓。這樣，每組Vienna整流器的IGBT和二極管耐壓僅為選擇2 L整流器時的一半，因此可以選擇1 200 V/1 200 A的IGBT模塊和FRD模塊來構(gòu)成。電網(wǎng)側(cè)的逆變器雖然承受最低直流母線電壓為2 000 V，但是3L-NPC變流器的IGBT和FRD只承壓1 000 V，而且由于兩組并聯(lián)，因此IGBT和FRD模塊可以選擇1 700 V/1 200 A等級。表2給出了圖1a和1b兩種方案半導(dǎo)體器件和電抗器的數(shù)量和等級。

表2 各種拓撲結(jié)構(gòu)IGBT和FRD數(shù)量及等級

從表2可知，采用圖1b方案可大大降低IGBT模塊的數(shù)量以及電抗器的數(shù)量，因此對于降低系統(tǒng)成本和提高效率具有重要意義。

4 變流器的調(diào)制方式以及電容電壓平衡控制

對于圖1b所示的基于多相永磁同步發(fā)電機和三電平混合式的直驅(qū)風(fēng)電系統(tǒng)，實現(xiàn)變速控制的一種簡單的方法即由發(fā)電機側(cè)的Vienna整流器控制直流母線電壓的穩(wěn)定，從而實現(xiàn)串聯(lián)的均壓。在這種控制方式下，Vienna整流器工作于cosγ=1模式，即發(fā)電機出口電壓和電流的功率因數(shù)為1。電網(wǎng)側(cè)3L-NPC逆變器通過控制注入電網(wǎng)的有功電流間接實現(xiàn)風(fēng)機的變速控制。雖然采用這種策略進行風(fēng)機的變速控制其響應(yīng)速度比較慢（中間大電容直流環(huán)節(jié)的影響），但是在實現(xiàn)上卻非常簡單。

變流器的性能與其采用的調(diào)制方式具有很大的關(guān)系。由于SVM能夠?qū)崿F(xiàn)較高的直流母線電壓利用率和優(yōu)良的諧波性能，因此本文選擇SVM調(diào)制方式。關(guān)于2L變流器的SVM調(diào)制技術(shù)，文獻[5]中已經(jīng)給出了詳細的介紹，并且將其與其它調(diào)制方式進行了綜合比較。文獻[6-7]中對Vienna和3LNPC變流器的標(biāo)準SVM調(diào)制方式進行了闡述，Vienna變流器本質(zhì)上是單極性的3L-NPC變流器，因此兩種變流器調(diào)制方法非常相似。

Vienna整流器和3L-NPC變流器存在一個重要的問題是如何維持電容電壓的平衡。這里不平衡的原因來自兩個方面：一是SVM調(diào)制引入的“中間矢量”造成電容電壓周期波動或失衡；二是變流器不理想的開關(guān)特性，如IGBT導(dǎo)通壓降的差異，占空比的有限分辨率等引起電容電壓緩慢漂移。許多文獻中都提出了各種解決這種不平衡問題的方法，例如通過檢測電容電壓的偏離，或者在調(diào)制信號中注入一個直流分量，或者通過另外一個變流器注入電流來抵消或者抑制偏離[8]。在風(fēng)電系統(tǒng)中，風(fēng)速的隨機波動、強風(fēng)突襲、湍流等擾動因素對于3L變流器的電容平衡控制會造成重要的影響。因此，基于SVM調(diào)制的On-off控制策略是一種非常適合風(fēng)電變流器的電容電壓平衡控制方法。下面以3L-NPC為例來說明On-off策略的原理。

根據(jù)文獻 [7]中提出的3L-NPC變流器標(biāo)準SVM調(diào)制方法，在每個開關(guān)周期內(nèi)選擇的7個開關(guān)矢量序列中都會包含一個中心矢量Vx（x=1-6）及它的冗余矢量V'x（x=1-6）。這兩個矢量對直流母線電容中點注入的電流方向剛好相反。在理想情況下，分配給兩個矢量的占空比是相等的，因此注入電容中點的電流剛好互相抵消。但是為了平衡電容中點電壓的偏離，可以有效控制兩個矢量的占空比使其不相同，進而產(chǎn)生一個直流偏移來抑制電壓失衡。On-off控制策略的思想是根據(jù)電容電壓的偏離方向，只選擇中心矢量Vx或者V'x中的一個來抵消偏離。可見，On-off控制是一個實現(xiàn)簡單、控制響應(yīng)速度快、而且不存在穩(wěn)定性問題的方法。圖3給出了本文提出的一種On-off控制的實現(xiàn)框圖。

圖3 3L-NPC電容中點平衡控制的On-off控制方法原理圖

如圖3所示，uα，uβ為輸入調(diào)制器的控制信號，VC1-VC2為直流母線電容中點的電壓偏差。θv，θ'v為SVM矢量圖中6個中心矢量Vx（及其冗余矢量V'x）中與 uα，uβ對應(yīng)的那個矢量在靜止坐標(biāo)軸 （α-β）上的相角，其中 θ'v=180+θv。 θi為三相電流的極性構(gòu)成的矢量，經(jīng)過3/2變換后在靜止坐標(biāo)軸上的相角。

5 變流器的電容電壓脈動及其抑制

2L和3L變流器中的直流電容 （即2L和3LNPC的直流母線電容，3L-FLC的飛跨電容）是重要的無源元件。大的直流電容能夠減小電容電壓的脈動，進而改善變流器的諧波性能，但是過大的電容不僅增加變流器的體積和成本，同時在圖1b的方案中，過大的直流母線電容對于發(fā)電機變速控制的響應(yīng)速度會帶來不利影響。

5.1 2L變流器直流電容的電壓脈動

2L變流器的直流電容電壓脈動受到相電流、調(diào)制度、負載功率因數(shù)以及開關(guān)頻率等眾多因素的影響。采用一般意義的平均值的方法，即假設(shè)在一個開關(guān)周期內(nèi)，相電流保持恒定，可以對流入直流電容的電流iˉcap進行積分來計算電壓脈動，即，式中q為占空比，k(t)反映了單位電容上瞬時電壓波動（歸一化值）。k(t)的最大值K代表了最大電壓脈動。圖4描繪了各種調(diào)制度和負載相角條件下，2L直流電容上的電壓脈動系數(shù)K（無量綱）。

圖4 直流電壓脈動系數(shù)K與調(diào)制度及相角的關(guān)系

實際電路中的電壓脈動可以通過下式來計算：

式中：Iph,peak表示相電流峰值；fsw表示開關(guān)頻率；而CDC表示實際選擇的直流電容。

5.2 Vienna和3L-NPC中直流電容的電壓脈動

采用SVM調(diào)制技術(shù)的二極管箝位三電平變流器（Vienna和3L-NPC），其電容中點的脈動電壓呈現(xiàn)出三倍基波頻率，且脈動幅值與相電流的大小、調(diào)制度以及負載相角有關(guān)，但是卻不受開關(guān)頻率的影響。采用一般意義平均值方法，3L-NPC的電容中點的電壓脈動峰值也可以通過一個歸一化的常數(shù)Qnorm-max來表征，這里的Qnorm-max具有電量的單位（C）。圖5給出了不同調(diào)制度和相角條件下的Qnorm-max。實際的電壓脈動可以通過公式（2）來計算：

圖5 3L-NPC最大電壓脈動與調(diào)制度及負載相角的關(guān)系

Vienna整流器是一個單極性的3L-NPC，它的工作區(qū)域僅僅局限在1，4象限，相電流和相電壓之間最大允許30°的相差，而且允許相差還取決于調(diào)制度的大小。圖6a的陰影部分給出了Vienna的工作區(qū)域。圖中，當(dāng)調(diào)制度m在取值范圍（0，0.577）內(nèi)時，相差的范圍為（-30°，30°）；而當(dāng)調(diào)制度 m 在范圍（0.577，1）內(nèi)時，調(diào)制度m與最大相差γ滿足邊界條件：

可見，為了最大化利用直流母線電壓，Vienna整流器只能工作于γ=0，即進行功率因數(shù)為1的控制。在γ=0的條件下，Vienna整流器的電容中點電壓脈動峰值（歸一化值Qnorm-max）與調(diào)制度的關(guān)系繪制于圖6b中（圖中陰影部分的包絡(luò)線）。

圖6 Vienna整流器的工作特性

圖5 和圖6給出的脈動電壓關(guān)系是在理想情況下不進行On-off電壓平衡控制的穩(wěn)態(tài)結(jié)果。如果考慮On-off控制，那么脈動電壓峰值會低一些。盡管如此，Vienna和3L-NPC電容中點電壓脈動不能通過提高開關(guān)頻率來抑制。不過，在低壓大電流的情況下，這個三倍基波頻率的電壓脈動可以通過變流器反相并聯(lián)來抵消。變流器并聯(lián)不僅能夠分攤整個系統(tǒng)的容量，降低相電流的幅值，同時如果兩組并聯(lián)變流器的相電流相位相反，那么這個脈動就可以被自動削弱，甚至消除。圖7給出了理想情況下3L-NPC逆變器并聯(lián)消除電容中點脈動電壓的仿真波形。其中，圖7a給出了單組逆變器的相電流和電容中點電壓脈動的波形圖；而圖7b給出了兩組反相逆變器并聯(lián)后的相電流和電容中點電壓。

圖7 3L-NPC逆變器的相電流與電容中點電壓脈動仿真波形

6 電網(wǎng)側(cè)LC濾波器設(shè)計

并網(wǎng)的風(fēng)電變流器必須滿足嚴格的電力系統(tǒng)諧波標(biāo)準IEEE519-1999，為此LC濾波器通常被用于濾除開關(guān)頻率附近及其倍數(shù)次的諧波。在大功率低壓風(fēng)電系統(tǒng)中，LC濾波器的體積和成本在整個變流器中的比重比較大。另外，大電流的應(yīng)用場合，濾波電抗上的基波壓降也是一個不能忽視的問題，因為它將使變流器的直流母線電壓被升高。與圖1a方案相比，采用圖1b方案能夠使得濾波電感的數(shù)量大大降低，同時3L變流器還具有更優(yōu)越的諧波性能。

表3 中給出了不同的調(diào)制度下2L和3L變流器輸出PWM波的電壓諧波THD的比較以及WTHD的比較，這里WTHD代表電壓諧波作用在電感負載上產(chǎn)生的電流諧波。WTHD定義為：，式中V1為基波幅值，而n則表示諧波次數(shù)。從表3中的數(shù)據(jù)可以看到，3L變流器PWM波的電壓諧波僅為2L變流器的50%，無論是否采用On-off平衡控制；但WTHD值則受到電容平衡控制的影響，除了調(diào)制度特別低的情況（如表中的0.4），其它調(diào)制度下，采用On-off平衡控制策略的Vienna和3L-NPC的WTHD相當(dāng)于2L的大約70%，而不采用On-off控制的理想SVPWM波的WTHD則是2L的50%。產(chǎn)生這種不同的原因是On-off控制引起開關(guān)頻率以下的分數(shù)次諧波。

表3 不同調(diào)制度下2L和3L變流器的諧波比較

圖8 分別給出了2L和3L變流器在同樣調(diào)制度和負載功率因數(shù)條件下相電流的仿真波形及其諧波THD。從仿真波形可以清楚的看到On-off電容電壓平衡控制對于電流諧波的影響。濾波電感參數(shù)主要根據(jù)流過電感的電流諧波的要求來進行設(shè)計。公式（4）給出了直流母線電壓Vdc、濾波電感Lf、開關(guān)頻率fsw和調(diào)制度Mi與流過電感的電流諧波Ih之間的關(guān)系[5]。

公式（4）中額外乘了一個諧波系數(shù)h，該系數(shù)用于考慮不同變流器拓撲對電流諧波的影響。如表3所示，對于2L，h=1；具有On-off電容平衡控制的Vienna和 3L-NPC，h=0.7；理想 3L 變流器，h=0.5。

濾波電容通過LC濾波器的諧振頻率fres的配置來決定。通常fres選擇在開關(guān)頻率fsw的1/2處。LC濾波器的諧振頻率的表達式見公式（6）。

上式中，Lm是升壓變壓器的漏感以及電網(wǎng)的短路電抗折算到變壓器低壓側(cè)的等效值，它與LC濾波器構(gòu)成LCL結(jié)構(gòu)，其諧振頻率按照該公式（6）來計算。

圖8 不同變流器的相電流仿真波形和諧波比較（m=0.8）

7 不同變流器拓撲的損耗分析

本節(jié)將對圖1a和圖1b兩種技術(shù)方案應(yīng)用于2.5 MW的風(fēng)電系統(tǒng)中的變流器的損耗問題進行分析。根據(jù)表2中給出的半導(dǎo)體器件的等級，Vienna變流器選擇商用IGBT模塊FZ1200R12KL4C和同等級的FRD為分析對象；2L，3L-NPC以及3L-FLC選擇IGBT模塊FZ1200R17KE3以及同等級的FRD為分析對象。通過理想開關(guān)電路模型結(jié)合實際器件的損耗曲線可以建立不同變流器拓撲的損耗模型。選擇125℃的IGBT和FRD損耗特性曲線，不同變流器拓撲的損耗分布如圖9a和9b所示。從圖9a可以看到，整流器中主要的損耗是由二極管產(chǎn)生的。Vienna整流器的四個箝位二極管Dn1～Dn4（如圖1b）沒有反向恢復(fù)損耗，但是其通態(tài)損耗在整個變流器的總損耗中占有很高的比例，因此在實際中Dn1～Dn4應(yīng)該選擇低通態(tài)壓降的整流二極管，而不是快恢復(fù)二極管。

圖9 不同變流器的損耗分布比較（額定功率2.5 MW）

從圖9b可以看到，當(dāng)功率因數(shù)PF=1時，逆變器中IGBT損耗所占比重最高，二極管損耗則較低。相比之下，3L-NPC的損耗遠低于2L逆變器。

圖10 比較了不同的輸入功率和開關(guān)頻率下，2L和Vienna整流器以及2L和3L-NPC逆變器的損耗變化曲線?？梢姡娖交旌鲜阶兞髌鞅韧瑯尤萘肯虏⒙?lián)兩電平變流器擁有更高的效率，損耗幾乎可以降低50%。隨著功率的提高，這種效應(yīng)也更加明顯。另外，2L變流器的損耗特性與開關(guān)頻率的關(guān)系更大，即隨著開關(guān)頻率的提高，2L變流器的損耗增加的更快。這說明2L變流器不能工作在較高的開關(guān)頻率下。既然提高開關(guān)頻率可以有效降低LC濾波器的體積和成本，故3L變流器擁有2L變流器無法比擬的優(yōu)勢。

圖10 不同變流器損耗的比較

8 結(jié)論

通過本文的分析、設(shè)計和比較，在大功率直驅(qū)風(fēng)電系統(tǒng)中采用多相永磁同步發(fā)電機和三電平混合式全功率變流器可以實現(xiàn)高效率的電能變換。與傳統(tǒng)的三相發(fā)電機和兩電平并聯(lián)全功率變流器方案相比較，其半導(dǎo)體器件損耗可以降低50%，而由于濾波電抗的數(shù)目也大大減少，故濾波電抗的損耗也能大大降低。因此，隨著風(fēng)機功率等級的不斷提高，三電平混合式變流器替代兩電平變流器并聯(lián)將是非常有前景的應(yīng)用方式。

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