六端口技術的發展與應用

(1.空軍工程大學 導彈學院，陜西 三原 713800；2.毫米波國家重點實驗室，江蘇 南京 210096；3.桂林空軍學院，廣西 桂林 541003)

1 引 言

六端口技術最初應用于微波和毫米波測量以及網絡分析儀。1972年，美國國家標準局Hoer等人提出六端口電路的概念并將它用于微波網絡分析。他們利用定向耦合器和功率分配器等具有特殊性能的微波分支元件組成六端口電路，并將信號源和負載接入6個端口中的2個端口，結果發現通過測量4個輸出端口上的電壓幅度或功率，便可得到輸入信號的幅度和相位信息[1]。這種電路結構簡單，造價低，同時還具有多功能、寬頻段、高精度、高速度和自動測量的優點。隨后，Engen和Hoer證明了任意一個六端口網絡在其4個輸出端接上功率計后，則其2個輸入端口的信號都可以用4個功率計讀數的線性函數表示，且被測端口處的阻抗和反射系數也可以表示成標準常數與功率計讀數乘積和的復數比，而他們在X頻段所做實驗的結果與傳統的反射計測量的結果相一致。六端口技術在1977年取得了突破性的進展[2]。這一年發表了許多論文，比如Engen關于六端口技術的總結性文章，給出了六端口反射計的幾何解釋，并據此給出了最佳六端口結構設計準則；還有Weidman報告的5 070 GHz半自動網絡分析儀的測試結果以及Hoer的雙六端口自動網絡分析儀理論。這些論文第一次系統地闡述了六端口的理論背景，并提供了六端口電路優化設計的指導準則，奠定了六端口技術的基礎。

在保持寬頻帶、高精度、自動化的前提下，六端口技術直接采用任意的微波網絡，用幅度測量代替相位測量，測量過程簡單,并可以采用合適的校準程序來彌補硬件的非理想性，極大地降低了自動網絡分析儀的成本和對微波元器件加工精度的要求[3]。如今六端口在微波網絡測量以外的領域的應用也越來越廣，典型的表現是將六端口電路用于直接變頻接收機[4]。六端口電路通過直接解調得到中頻信號，節省了混頻器，減少了電路復雜性，從而使整個前端電路除了本振外，完全是由無源器件構成，體積小，便于集成，易于寬帶工作。這些優點使得六端口接收機在軟件無線電、波達方向、極化測量、雷達測速測距等方面得到了迅速的發展。

2 六端口測量技術

六端口測量技術是根據矢量分析原理，采用幅度測量代替相位測量來測量復反射系數的幅度和相位[2]。如圖1所示，六端口系統是一個線性的6個端口的系統，一般情況下，其中一個端口接待測元件，一個端口接信號源，而剩下的4個端口接功率計(D1～D4)。其中待測元件的反射系數Г就是我們所要測量的值。由于六端口系統是線性系統，所以4個輸出端口的電壓均可以表示成2個輸入端口電壓的線性函數。取其中一個輸出端口作為參考端口，另外3個輸出端口的功率Pi與反射系數Γ的關系則可以用反射系數平面上的3個圓表示，圓心和半徑都是π的函數,而Γ就是3個圓共同的交點，從而通過計算就可以得到待測元件的反射系數。

六端口測量技術發展迅速，已經有了很多的結構。Engen從對稱性角度出發，給出了六端口系統最佳條件經驗準則[3],即要使六端口系統能準確地測量復反射系數,最好使3個用來確定反射系數的圓的圓心120°對稱地分布在反射系數平面上,且其矢徑在1～2之間。但由于定向耦合器很難實現寬帶的60°相移，所以六端口結構無法完全符合最佳條件經驗準則，但是只要近似符合經驗準則仍可以得到很高的測量精度。因此，可以在最佳條件經驗準則的指導下，運用定向耦合器、功率分配器等微波元器件組成不同的六端口結構[4],而其中最常見的形式就是由1個功率分配器和3個定向耦合器所構成Engen的準理想六端口電路。

圖1 六端口基本結構Fig.1 Structure of six-port

圖2 Engen的準理想六端口電路Fig.2 Ideal six-port circuit of Engen

3 六端口的應用

利用六端口測量技術可以精確測量反射系數的相位這一特點,將其應用于接收機,認為接收信號是發射信號的反射波,測量接收信號與發射信號的相位關系,進而得到接收信號所包含的回波或通信信息[5-6]；或者使用雙接收天線和功分器，得到兩路接收信號，進而測量兩路接收信號之間的相位關系，從而得到波達方向和散射目標的散射特性[7-8]。

3.1 軟件無線電

MSK(包括QPSK、16QAM等)通過載波信號的相位進行調制，使其相位變化包含通信信息，在接收機通過對接收到的信號進行解調，得出相位信息并進而得到通信信息。由于六端口測量技術具有精確的測量相位的能力，因此六端口直接變頻接收機可以在射頻對接收信號進行解調，從而得出接收信號的相位信息以及通信信息。不管是傳統的超外差接收機，還是直接變頻接收機和中頻接收機，混頻器和濾波器使得這些接收機在毫米波和亞毫米波頻段價格昂貴且很難實現高的集成度。而六端口直接變頻接收機則可以省去這些器件，從而可以大大簡化電路的復雜度，實現高的集成度。與此同時，六端口直接變頻接收機還可以應用數字信號處理技術，并將載波與時鐘同步植入校準程序當中，實現多種調制方式和多模工作。

雖然六端口直接變頻接收機的研究工作最早開始于20世紀90年代，但是取得的成就是令人矚目的。X. Z. Xiong和V. F. Fusco實現了基于六端口技術的QPSK信號直接變頻接收機，采用雙頻調校準，該接收機可以在0.9～5.0 GHz頻帶范圍內對射頻的數字調制信號進行解調，且工作頻率低于3 GHz時的噪聲系數小于3 dB, 由相位正交性所產生的相位誤差低于2°[9]。Serioja O. Tatu和Emilia Moldovan等人實現了頻段為26～28.5 GHz的六端口直接變頻接收機，其芯片大小只有2 mm×3 mm,且應用載波恢復技術得到誤碼率低于1×10-6的動態范圍超過60 dB[10]。張蘭、馮科錦等人對射頻六端口網絡在射頻上直接解調各類調制信號的普遍適用性進行了理論分析，并對QPSK、16QAM和π/4QPSK 3種調制制式使用計算機仿真對適用性進行了驗證[11]。這些理論研究和試驗結果證明了六端口網絡解調MSK調制信號的優良性能。

3.2 波達方向

Toshiyuki Yakabe和Fengchao Xiao等人于2001年實現了工作于X頻段的六端口波達方向測量系統[8]，該系統使用雙喇叭天線作為接收天線。實驗測量結果與計算結果之間的偏差值低于0.42%，從而充分證明了六端口測量波達方向的可行性與精確度。

如圖3所示，兩個射頻輸入信號之間的相位差Δφ與路徑差Δx之間的關系可以表示為

(1)

這樣就可以由式(1)得到入射波的角度：

(2)

但是如果兩個射頻信號的路徑差為零或為波長的整數倍，兩個射頻入射信號則會同相到達。因此，為了消除模糊度，兩個接收天線的擺放間距d可選為半個工作波長。于是式(2)變為

(3)

圖3 幾何模型平面示意圖Fig.3 The schematic plan view of the geometrical model

圖4 六端口波達方向測量結構示意圖Fig.4 The block diagram of the beam direction finding circuit

兩路射頻接收信號經過低噪聲放大器輸入到六端口射頻電路的輸入端口，經過檢波、放大和信號處理并得到基帶的復反射系數Γ，再根據式(3)就可以得到和波達方向有關的入射射頻信號的相位差。其中如果矢量Γ的虛部為零，則兩射頻輸入信號是同相輸入。

兩射頻通道不可避免存在相位差，為了補償這個相位差，需要在1通道插入一個可調移相器進行初始相位校準。基于六端口理論，初始相位校準后，當波束到達角θ=0°時，矢量Γ的虛部為零。相位差為零，Q支路的信號值為零這個結論提供了兩種非常簡單可行的測量方案[12]：一種是利用控制元件調節可調移相器得到Q支路最小值點的移相器相位，并與初始相位校準時的相位差進行計算從而得到波束方向。這種方法的優點是只需可調移相器控制電路和簡單的計算，測量系統就可自動得到波束到達角度；另一種就是讓整個波達方向測試系統或者僅接收天線在水平面內旋轉，測試Q支路的最小值點對應的方向即為波束方向。這兩種方法的優點是無需通過計算，直接用簡單的電路即可測得波束到達角度。

3.3 極化與目標極化散射矩陣測量

借助雙極化天線，六端口極化測量儀就可以測量入射波的極化狀態，并且也可以用來測量散射目標極化散射矩陣。文獻[7]提出的六端口極化測試系統可工作于7～17 GHz。

基于六端口分析理論，可以將六端口結構簡化成四端口結構進行分析[3]。通過六端口結構的4個功率計的讀數得到的反射計輸出信號b的復比可以表示為

b=Mb′

(4)

式中，b′和b是六端口網絡輸入和輸出信號；M是誤差校正矩陣，由六端口的參數所決定。

(a)六端口極化測量儀結構圖

(b)六端口散射計結構圖圖5 六端口極化測量儀和散射計結構Fig.5 Structure of six-port polarmetric

(1)六端口極化測量儀

b=Mb′=MRb″=R′b″

(5)

式中,R是校準所得到的雙極化接收天線的傳輸矩陣。所以入射波的垂直分量與水平分量組成的矩陣b″就可由b″=R′-1b決定,從而得到入射波的極化狀態。

(2)六端口散射計

如圖5(b)所示，六端口散射計的發射信號a′與接收信號b之間關系可以表示為

b=R′STa′

(6)

式中，T是雙極化發射天線的傳輸矩陣，S就是需要測量的散射目標的極化散射矩陣。通常利用圖5(b)中的功分器來得到3個已知極化的發射信號a′來確定R′ST。但在實際中很難產生已知極化的發射信號，所以文獻[7]提出了一種新的不需要確定發射信號a′的極化狀態就可以得到散射目標的極化散射矩陣的測量方法。實際發射信號a′和發射信號a的關系式為a′=Na，N是功分器環路的轉移矩陣。式(6)就可以表示為

b=R′STNa=R′ST′a=Sma

(7)

(8)

展開為

(9)

3.4 六端口雷達測速測距

雷達是利用目標對電磁波的二次散射現象發現目標的，雷達回波信號包含了目標的距離、速度等信息。利用六端口系統可以準確測得反射系數Γl的模值和相角的特性，令回波信號與發射信號的比值為反射系數Γl，利用六端口系統來測量Γl，便可得到回波信號所包含的目標信息。

圖6 六端口雷達結構示意圖Fig.6 The schematic view of six-port radar structure

基于六端口技術的多普勒雷達使用發射機耦合過來的一部分發射信號和目標回波信號作為六端口結的兩個輸入信號。由推導可得目標回波信號反射系數為

Γl=(r/s)ej(ωdt-φ)

(10)

式中，|r|與|s|為接收信號與發射信號的幅度。由此可見,多普勒頻率ωd表示Γl圓旋轉的速率, 可以通過測量相同載波頻率下兩點相位差的變化率得到。因此，只要通過六端口系統測得反射系數的相位變化率,就可以得到目標的多普勒頻率,進而得到目標的相對速度。而多普勒頻率的正負則可由Γl圓的旋轉方向決定。文獻[13]表明，即使在超低速(0.2 mm/s) 環境中，這種基于六端口技術的多普勒雷達的測量精度也是可以接受的。

基于六端口技術的微波精確測距雷達也是惡劣環境中進行不接觸測量的一個很好選擇。六端口精確測距雷達采用數控步進調頻連續波(FSCW)，其目標距離的測量被分為兩部分：首先，利用FMCW進行粗測，以消除距離模糊，并得到λ/4的測量精度；然后，利用CW進行精測，以提高測量精度。并通過頻率計數器和壓控振蕩器控制發射機，對產生的信號頻率進行修正以提高掃頻的線性度。文獻[14]中采用數控步進調頻連續波(FSCW)的六端口雷達在0.5～1 m距離內的測距精度可以達到0.1 mm。

基于六端口技術的汽車防撞雷達也有很大優勢。目前已有的防撞雷達中調頻連續波雷達占了大多數，由于其射頻結構簡單，發射功率小，因而受到重視。但是在高精度高分辨率的要求下，FMCW雷達很難得到較高的調頻線性度和較寬的調頻范圍，另外，無法確定目標相對運動的方向也阻礙了FMCW雷達的普及。而基于六端口技術的防撞雷達則可以克服這些缺點。六端口電路可以直接在射頻進行測量,可以由單片微波集成電路進行集成,避免了采用昂貴的超外差式接收機和鑒相器，且在距離和相對速度的測量方面有著相當高的精確度。文獻[15]表明工作頻率為2 GHz、35 GHz、94 GHz的基于六端口技術的防撞雷達已經得到實現,體積小、成本低、較高的距離和相對速度的測量精度是它們共同的特點。

4 總 結

六端口測量技術用幅度測量代替相位測量,使得測量過程簡單,且測量精度高，掀起了測量領域的一場革命。而六端口技術接收機可以直接在射頻行測量,避免了采用昂貴的超外差式接收機和鑒相器。另外,六端口電路可以由單片微波集成電路進行集成,體積小,成本低。這些優點使得六端口接收機在軟件無線電、波達方向、極化測量方面得到了迅速的發展。此外，六端口雷達作為一種新型的測速測距雷達，相比較傳統測速測距雷達，在距離和相對速度的測量方面有著相當高的精確度，且體積小、成本低、易于集成，有著非常廣闊的應用前景。

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