(中國西南電子技術研究所,成都 610036)
在移動通信領域,隨著通信信息量的不斷增大,通信系統需要的帶寬越來越寬,頻率資源日趨緊張。為了解決帶寬有限的矛盾,一方面將通信頻段不斷向更高頻率延伸,另一方面也不斷努力提高頻譜的利用率。而在載波頻率較高時發送信號功率放大器通常采用高功率非線性放大器,并且由于信道的非線性及 AM/PM 效應,只有采用具有恒定包絡或準恒定包絡結構的調制方式,才能有效利用功放的發射功率。傳統相移鍵控(PSK) 調制技術本身是恒包絡的,但這類調制技術的信號頻譜太寬,需要經過帶通濾波限帶,限帶后的PSK信號已經不能保持恒包絡。連續相位調制技術(CPM)[1-2]和FQPSK[3-4]等調制技術可以在時域信號上取得恒定包絡或準恒定包絡的同時在頻譜上具有良好的特性,在深空通信中得到了廣泛應用。但是在空地通信和空空通信領域,通信的收發平臺間存在較大的不確定相對運動,多普勒頻移導致的頻偏和相位變化對相干解調影響明顯,尤其在信噪比較低時,需要發送較多的導頻信號來實現多普勒頻率和初始相位估計,這種方式在突發通信中會大大降低有效通信速率。另一種解決方法是采用非相干解調,對于PSK、MSK調制方式來說比較容易實現,但CPM、FQPSK等調制技術在調制中要對前后發送的信息符號作相關處理,進行差分調制和解調都比較困難和復雜,且性能并不理想[5-6]。
本文提出了一種符號內連續相位差分相移鍵控(ISCP-DPSK)的調制解調方法。在信號調制中,不同的比特信息由符號內相位變化的累積量表示,接收端則通過積累一個符號內的相位變化累積量來實現信號解調,和碼元符號的絕對相位無關。這種設計的優點在于:一是符號間相位為連續變化,使信號有良好的功率譜;二是使發射信號為準恒包絡,可以采用高功率非線性放大器;三是避免了初相、多普勒頻移等引起的符號間相位變化對信號解調的影響,適合應用于高速運動平臺間的突發通信。
由于基帶信號集合設計和調制中每個符號所攜帶的比特數有一一對應的關系,為了敘述方便,調制解調方法的描述中都以每個符號攜帶2 bit數據為例。ISCP-DPSK 調制中信號的調制過程如圖1所示,輸入數據為轉換后的并行2 bit數據流,開關控制邏輯單元根據輸入的發送比特信息和狀態存儲器中的狀態信息,在基帶信號集合中選擇對應的基帶信號作為輸出信號并更新存儲器中的狀態值。圖中輸入比特數據、基帶信號和狀態轉移的關系如表1所示,表中項目為“輸出基帶信號/對應輸入比特”。表1中狀態數目由每個符號攜帶的比特數決定,當比特數為x時,需要在星座圖中設置2x個狀態,如圖2所示。

表1 基帶信號選擇邏輯關系

(a)狀態1到其它狀態的軌跡

(b)狀態2到其它狀態的軌跡

(c)狀態3到其它狀態的軌跡

(d)狀態4到其它狀態的軌跡
圖2中,狀態表示為星座圖上某一固定位置,任意兩狀態間的轉移用對應的某一確定基帶信號表示。信號總是從一個狀態轉移到一個狀態,包括從一個狀態到自身狀態的轉移,表現為一個固定點。所有圖中的軌跡構成基帶信號集合。
圖中基帶信號集合包含有16種復信號,分別表示為[S0,S1,S3,…,S15],且:
(1)
(2)
(3)
(4)

假設系統已經利用同步符號實現了位同步,對接收到的基帶信號,在一個符號持續時間內計算相位變化的累積量,并和標準相位變化累積量作比較,計算接收符號對應每一種可能發送比特的概率,選取概率最大的發送比特為當前接收信號的解碼信息輸出。符號內的相位變化累積量由下式計算:
(5)
式中,Ts為一個符號的持續時間,s(t)為一個符號持續時間內的基帶接收信號。接收信號屬于某一發送比特的概率值由下式計算:
Pr=e-|φ-φi|
(6)
式中,φi為發送第i種比特信息時所選擇的基帶信號所對應的標準相位變化累積量,該數值可以由下式預先計算存儲:
(7)
式中,Si(t)為發送第i種比特信息時所選擇的基帶信號。基帶信號集中的信號只有4種不同的標準相位變化累積量,和不同的發送比特信息形成一一對應,其關系如表2所示。

表2 發送比特和相位變化累積量的對應關系
在對ISCP-DPSK調制信號進行仿真分析時,調制信號的每個符號設置為分別攜帶2 bit和1 bit信息,分別記為ISCP-D4PSK和ISCP-D2PSK,和傳統的QPSK、BPSK信號進行了仿真對比。圖3比較了ISCP-D4PSK和QPSK調制信號的功率譜密度。由圖可見, ISCP-D4PSK已調信號的功率譜密度性能比較優越,其主瓣較窄,與QPSK基本一致,但副瓣滾降很快。當以信號99%的能量來定義信號的有效帶寬時,ISCP-D4PSK調制信號的歸一化帶寬約為0.9,而QPSK約為5.6。因此在相同的帶寬上,ISCP-DPSK調制有較高的頻譜利用率。而在時域上,ISCP-DPSK已調制信號的幅度波動約為0.04 dB,因此射頻功放可以工作在非線性飽和區域,和工作在線性區域的功放相比約有3 dB的優勢。

圖3 ISCP-D4PSK和QPSK的功率譜密度比較
圖4比較了ISCP-D2PSK、ISCP-D4PSK和BPSK、DBPSK、QPSK、DQPSK調制信號的誤比特性能。可以看出,ISCP-D2PSK、ISCP-D4PSK的性能略好于對應的DBPSK和DQPSK調制,而比對應的BPSK和QPSK分別相差1.5 dB和2.8 dB。考慮到通信平臺中存在較大相對運動時,BPSK和QPSK的相關解碼需要額外的導頻信號來進行載波同步和相位估計,而在突發通信中,導頻信號較短,載波同步和相位估計的精度較差[7],實際上要求信道具有更高的信噪比。

圖4 ISCP-DPSK和各種PSK調制的BER性能比較
圖5考察了信道中有多普勒頻移影響時系統的BER性能。仿真中比較了信道中有無多普勒效應時系統的解碼性能,當信道存在多普勒效應時,所疊加的多普勒頻移為基帶信號符號率的1%。由圖5可以看出,ISCP-DPSK調制對頻移引起的相位變化不敏感。

圖5 多普勒頻移下ISCP-DPSK的BER性能
本文針對發射功率受限的通信系統提出了一種符號內連續相位差分相移鍵控調制解調方法。該方法通過對基帶信號波形和選擇邏輯的聯合設計,使調制信號的相位光滑連續,在頻域上獲得快速頻譜滾降特性的同時保證了時域信號為準恒包絡。而在接收端,由于調制信號的解調僅需要考察符號內的相位變化累積量,和信號的絕對相位沒有關系,因此對多普勒頻移、本振頻偏和信道等引起的相位變化不敏感,非常適用于功放功率有限、頻譜利用率要求較高、存在較大多普勒頻移的通信系統。
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