諧振過渡軟開關單相PWM并網逆變器

史麗萍，張建偉，閻同東，樊麗麗，張文勝

（中國礦業大學信電學院電力系統專業，江蘇徐州 221008）

電能是一種極其寶貴的商品，許多市場研究表明，電能的需求正在按指數級不斷地增長。然而，由于電能的有限以及日益高漲的石油價格，一個以降低電能消耗和促進替代能源研究為目標的時代即將到來。因此，迫切需要在所有的工業和消費類應用中不斷地提高效率。由于傳統能源日益枯竭和人們對環境的重視，電力系統正面臨著巨大變革。太陽能發電以其獨特的優點，被公認為是技術含量高、最有發展前途的技術之一。

光伏發電系統初期投入和成本都比較高，因而探索高性能、低造價的新型光伏轉換材料是其主要的研究方向之一。另外，進一步減少光伏發電系統的自身損耗、提高運行效率，也是降低發電成本的一個重要途徑。短期提高太陽電池板的轉換效率非常困難，成本也很高，但是提高逆變器的效率并非難事，而且相對經濟。故對更高效的逆變器進行投資是必然的選擇，以最具成本效益地提高逆變器效率為關鍵設計準則。

目前并網型系統的研究主要集中于DC/DC和DC/AC兩級能量裝換的結構，其中DC/AC是系統的設計關鍵。隨著開關頻率的不斷提高，消耗在開關上的能量越來越多。能耗包括穩態損耗和暫態損耗，其中暫態損耗占主要成分，也稱開關損耗。一般指開關能耗即指暫態損耗，即開關損耗。通過設計合理的DC/AC拓撲結構可以提高轉換效率，提高系統的可靠性。

本文針對小戶型并網系統，介紹了幾種典型的逆變器拓撲結構，最后提出一種利用諧振軟開關技術的逆變器（DC/AC）拓撲結構，通過這種拓撲結構可以減少高頻下開關損耗，提高逆變器的逆變效率。

1 并網逆變器典型結構

拓撲結構設計是并網逆變器系統設計的關鍵部分，它關系著逆變器的效率和成本。分布式發電系統所使用的并網逆變器拓撲結構要求成本低、效率高，而且能承受直流電壓波動大、整體直流電壓很低的實際情況。另外，逆變器的輸出也要滿足較高的質量，比如THD很小、功率因數為1、與電網電壓同頻同相等。

光伏并網逆變器一般采用電壓源電流控制型。電流源型直流側需要串聯一大電感提供較穩定的直流電流輸入，但由于此大電感往往會導致系統動態響應差，市電系統可視為容量無窮大的定值交流電壓源。如果光伏并網逆變器的輸出采用電壓控制，則實際上就是一個電壓源與電壓源并聯運行的系統，在這種情況下要保證系統穩定運行，就必須采用鎖相控制技術以實現與市電同步，在穩定運行的基礎上，可通過調整逆變器輸出電壓的大小及相移以控制系統的有功輸出與無功輸出。但由于鎖相回路的響應較慢、逆變器輸出電壓值不易精確控制，可能出現環流等問題。綜合以上所述原因，光伏并網逆變器一般都采用電壓源輸入、電流源輸出的控制方式。圖1為電壓型拓撲結構。

對小功率（＜5 kW）光伏并網系統，一般采用單相全橋逆變器。半橋逆變器結構雖然簡單，但輸出交流電壓的幅值僅為直流側電壓的一半，直流電壓利用率低，開關承受的電流值變大，而且直流側需要兩個電容器串聯，工作時還需要兩個電容器電壓的均衡。雖然全橋控制復雜，但由于使用DSP作控制芯片，所以控制部分大大簡化。

并網逆變器主要拓撲結構有工頻變壓器形式主電路、高頻變壓器形式主電路和無變壓器形式主電路。工頻變壓器形式質量大，尺寸大，在大功率并網系統中用的居多。高頻變壓器形式輸入輸出絕緣、體積小，質量輕，但是電路分為高頻逆變和工頻逆變，系統比較復雜,且成本高。無變壓器形式電路，不采用變壓器進行輸入輸出絕緣，只要采取適當措施，同樣可以保證主電路和控制電路的運行安全，體積最小、質量最輕，而且效率最高，成本也較低。主電路包括升壓部分和高頻逆變部分，適應輸入直流電壓范圍寬，有利于和光伏電池進行匹配。近年來，并網逆變器不斷向無變壓器非隔離型拓撲結構發展。圖2為光伏發電逆變器主電路。

由于無變壓器形式主電路沒有變壓器對輸入和輸出絕緣，因此逆變器的輸入光伏電池的正負極不能直接接地，輸出的單相三線制中性點接地，而光伏電池面積大，對地等效電容存在（正極等效電容和負極等效電容），電容將在工作中出現放電電流。其中低頻部分，有可能使供電電路中的漏電開關誤動作而造成停電。其中高頻部分將通過配線對其它用電設備造成電磁干擾，而影響其它用電設備正常工作。對這種對地電容電流，必須在主電路加電感與電容組成的濾波器進行抑制，特別是抑制高頻部分。而工頻部分，可以通過控制逆變器開關方式來消除。

2 ZVT-PWM并網逆變器及工作模式

ZVT-PWM并網逆變器將軟開關技術應用到并網逆變器，是指諧振網絡與主功率開關相并聯，并使主功率開關在零電壓下完成開關過程的PWM變換器，稱為零電壓轉換ZVT-PWM變換器。

光伏逆變器面臨著體積更小，質量更輕，效率更高，可靠性更高等諸多要求。要達到上述要求，逆變電源必須實現工作頻率由低頻向高頻的轉變。眾所周知，在硬開關方式下，不斷提高逆變電源的工作頻率會引起以下問題：

（1）開關損耗大；

（2）感性關斷電壓尖峰大；

（3）容性開通電流尖峰大；

（4）電磁干擾嚴重。

利用軟開關技術可以實現準零電壓開通和零電流關斷使開關損耗近似為零。器件結電容上的電壓亦近似為零，解決了容性開通問題。同時，開通時，二極管反向恢復已經結束，因此二極管反向恢復問題亦不存在，d i/d t和d u/d t的降低使得EMI問題得以解決。

使用軟開關可以省去濾波器件，這樣可以使體積和質量減小。但是傳統的軟開關技術是在常規的PWM硬開關電路的基礎上加上輔助諧振電路。與常規硬件開關電路相比，他們毫不例外地增加了電路中開關管的電壓和電流應力，使電路中的導通損耗明顯增加，從而部分地抵消了降低開關損耗的優點，同時，輔助諧振電路中的電感和電容由于應力造成體積增大，也部分抵消了功率變壓器和濾波元件體積質量的減小。另外，傳統軟開關電路基本上都是把諧振元件放在電路的主功率通路上，這就不可避免的產生如下問題：首先諧振電感要承受兩方面的電壓，給電路的開關器件增加了額外的電壓應力；其次，由于諧振電感位于主功率通路上，全部能量幾乎都要通過諧振電感，這就使得電感儲能極大地依賴于電壓和輸出負載，電路很難在一個很寬的輸入電壓和輸出負載變化的范圍內實現軟開關動作。

所以本文采用零電壓轉換變換電路，變換電路旨在解決上述軟開關電路中的諸多問題，它的主要特點是把輔助諧振網絡從主功率通路中移開，變為與主功率開關器件并聯。在主功率開關器件變換的很短一段時間間隔內，導通輔助開關管使輔助諧振網絡起作用，為主功率開關器件創造零電壓或零電流的開關條件。轉換過程結束后，電路又返回到常規的PWM工作方式。由于輔助諧振網絡與主功率開關器件并聯，因而使主開關器件軟開關工作時，并沒有增加過高的電壓或電流應力；同時，輔助諧振網絡并不需要處理很大的環流能量，因而減小了電路的導通損耗。另外，諧振網絡所處的位置使其可以不受輸入電壓或輸出負載的影響，電路可以在很寬的輸入電壓和輸出負載變化范圍內在軟開關條件下工作。圖3為ZVT-PWM逆變器。

ZVT-PWM逆變器的工作模式如下，共分為7個模式：

模式1：（t0—t1）t1時刻主開關S1和S4處于導通狀態，S2和S3和輔助開關Sf關閉狀態。電流經S1和S4流經電網。打開輔助開關Sf，換流電感L1和L2充電，ILr逐漸增大，到t1時刻達到最大值I0。由于d i/d t被換流電感的抑制作用，所以Sf屬于零電流開通。

模式 2：（t1—t2）t1時刻關閉主開關 S4。L1、L2和緩沖電容C3、C4發生諧振，對C4進行充電，C3對電感放電，t2時刻C4兩端電壓為Us。由于C4對d u/d t的抑制作用，所以S4關斷屬于零電壓關斷。

模式 3：（t2—t3）當 Uc4＞Us，此時續流二極管 VD3導通，開始續流，C3兩端電壓被鉗于零。t3時刻將S3打開，由于C3兩端電壓為零，所以為零電壓開通。

模式4：（t3—t4）電流經 S1和 VD3進行續流。t4時刻關斷主開關S1。與前邊分析一樣屬于零電壓關斷。

模式 5：（t4—t5）L1、L2和緩沖電容 C1、C2發生諧振，C1充電，C2放電。t5時刻C1兩端電壓增為Us。

模式 6：（t5—t6）當 Uc1＞Us，動作模式與模式 3 相同。S2以零電壓方式開通。

模式7：（t7—t8）電流經S3和 VD2續流，關斷輔助開關Sf，此時電感電流很小，可認為Sf為零電流關斷，電流反向，經S3和S2流經電網。

輔助諧振電路只工作在逆變橋開關的切換瞬間，而開關周期的其余時間維持PWM調制的特點。輔助開關的工作過程一定要和PWM控制同步。

ZVT-PWM拓撲結構主功率器件通常選用MOSFET或IGBT。它們的寄生電容能夠成為諧振網絡的一部分。所以這種電路可以工作在很高的諧振頻率下，除了主功率開關切換過度的瞬間，這種電路的工作過程和傳統意義上的PWM電路完全類似。

顯然，諧振電感L1、L2和逆變橋上電容之間的諧振是有源開關獲得零電壓切換的必備條件。由于所有的有源器件ZVT開關過程都處于PWM操作過程當中，所以相對于傳統的PWM電路，這種拓撲電路中的開關順序就顯得比較復雜。但是采用DSP作為控制器件，使控制部分變得簡單。

3 開關選擇

功率開關的兩個選擇是MOSFET和IGBT。一般而言，MOSFET比IGBT可以工作在更高的開關頻率下。此外，還必須始終考慮體二極管的影響，在升壓級的情況下并沒有什么問題，因為正常工作模式下體二極管不導通。MOSFET的導通損耗可根據導通阻抗RDS（ON）來計算，對于給定的MOSFET系列，這與有效裸片面積成比例關系。當額定電壓從600 V變化到1 200 V時，MOSFET的傳導損耗會大大增加，因此，即使額定RDS（ON）相當，1 200 V的MOSFET也不可用或是價格太高。

對于額定600 V的升壓開關，可采用MOSFET。對高頻開關應用，這種技術具有最佳的導通損耗。目前市面上有采用TO-220封裝、RDS（ON）值低于100mΩ的MOSFET和采用TO-247封裝、RDS（ON）值低于50mΩ的MOSFET。

對于需要1 200 V功率開關的并網逆變器，IGBT是適當的選擇。較先進的IGBT技術，都針對降低導通損耗做了優化，但代價是較高的開關損耗，這使得它們不太適合于高頻下的升壓應用。本文針對屋頂光伏發電系統設計，一般電壓不會超過600 V，所以采用MOSFET管。

4 結論

無論從經濟發展，還是從環境角度來考慮，研究光伏發電技術均具有重大現實意義，而且近年來已得到了飛速的發展。本文從提高光伏發電系統效率的角度，針對其主要部件——逆變器的相關研究發展進行了論述，分析了屋頂光伏發電的幾種典型并網逆變器。

本文提出了一種應用軟開關的并網逆變器拓撲結構，并分析了其工作的過程。通過諧振可以實現主功率開關的零電壓開通和關斷，而且輔助開關和二極管都是零電流開通和關斷，大大減小了開關損耗。輔助諧振網絡與主功率開關器件并聯，可以消除電壓尖峰和浪涌電流，極大地降低了器件的開關應力并大大提高了并網系統的效率和可靠性。

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