一種新型CMMB信道估計方法的研究

摘 要:結合中國自主知識產權中的中國移動多媒體廣播系統(CMMB)的物理層幀結構和OFDM符號導頻特征，總結了常規經典的信道估計方法，并且提出新型CMMB信道估計方法。計算機仿真結果表明，新型信道估計方法能夠明顯降低系統誤碼率，提高系統性能。

關鍵詞:CMMB; OFDM; 信道估計; 誤碼率

中圖分類號:TN914文獻標識碼:A

文章編號:1004-373X(2010)15-0088-04

A Novel Channel Estimation Method for CMMB System

BAO Han

(Jilin Province Broadcast Television Information Network Group Co. Ltd.， Changchun 130021，China)

Abstract: The physical frame structure of China mobile multimedia broadcasting(CMMB) and the characteristic of OFDM pilots are introduced. The classical channel estimation method and a novel channel estimation for CMMB system are proposed. The simulation result shows that the new method can reduce the bit error rate(BER) and improve performance.

Keywords: CMMB; OFDM; channel estimation; BER

0 引 言

中國移動多媒體廣播(China Mobile Multimedia Broadcasting，CMMB)是國內自主研發的第一套面向手機、PDA、MP3、MP4、數碼相機、筆記本電腦多種移動終端的系統，利用S波段信號實現“天地”一體覆蓋和全國漫游，支持25套電視節目和30套廣播節目。

對于CMMB接收端，信道估計是解調信號中的重要一步。信道估計，即估計從發射天線到接收天線之間無線信道的頻率響應。信道估計是均衡和自適應調制的必要條件，是提高系統傳輸質量，發揮其優越性的關鍵所在。由于CMMB標準應用的無線移動廣播信道，無論是在城區或者是鄉村，傳輸信號經歷時變多徑信道，造成信號經歷頻率選擇性衰落。所以，對于接收端能否正確解調信號，信道估計是至關重要的一步。

1 CMMB系統物理層結構

CMMB物理層下行傳輸采用正交頻分復用(OFDM)技術，OFDM能有較好的對抗頻率選擇性衰落的能力[1-2]。來自上層的輸入數據流經過前向糾錯編碼、交織和星座映射后，與離散導頻和連續導頻復接在一起進行OFDM調制。調制后的信號插入幀頭形成物理層信號幀，再經過基帶至射頻變換后發射。CMMB物理層幀格式如圖1所示。

圖1 CMMB物理層幀格式

物理層信號每1 s為1幀，劃分為40個時隙。每個時隙的長度為25 ms，包括1個信標和53個OFDM符號。信標符號包含發射機標識信號(TxID)以及2個相同的同步信號。物理層幀中每個OFDM符號由循環前綴(CP)和OFDM數據體構成。OFDM數據體長度為409.6 μs，CP長度TCP為51.2 μs，每個OFDM符號持續時間TS為460.8 μs。在CMMB調制信號中，子載波間隔Δf=2.44 kHz。其中NS在不同的帶寬下有不同的取值，即:

NS=4 096， Bf=8 MHz

2 048，Bf=2 MHz (1)

其中，在形成OFDM符號之前需要插入導頻(包括離散導頻和連續導頻)和加擾。離散導頻和連續導頻的插入規則見后文。圖2為插入導頻分布結構圖。

圖2 CMMB中OFDM符號導頻分布

2 CMMB信道估計原理及其方法[3-10]

2.1 信道估計原理

由于無線信號在空間的傳播過程中，信號接收端周圍的反射物會對電磁波形成反射或折射，形成多徑傳播效應，接收端信號可以表示為:

y(n)=h(n，l)s(n)+w(n)

=∑L-1l=0h(n，l)s(n-l)+w(n)

(2)

式中:n表示時間序號;w(n)是加性高斯白噪聲(AWGN);h(n，l)表示第n時刻路徑l的抽頭系數。這里假設信道為時不變信道，即h(l)=h(n，l)，且接收端獲得精確同步并去除CP后，經過FFT解調后的信號可以表示為:

Y[m]=[∑L-1l=0h(l)e-j2πlk/N]Z[m]+W[m]

=H[m]Z[m]+W[m]

(3)

式中:W[m]是w(n)的FFT變換，仍是AWGN;H[m]是OFDM符號第m個子載波上頻率選擇性衰落的信道頻響(CFR)。如果接收端能夠準確獲得H[m]，可將H[m]用于均衡每個子載波的衰落，那么頻率選擇性衰落信道將轉化為平坦衰落信道，在衰落信道條件下系統性能將大大提高。

2.2 CMMB導頻分布特征

CMMB的每個OFDM符號中的導頻分為連續導頻和離散導頻，連續導頻采用BPSK調制方式傳送1比特信息，連續導頻用于承載和傳輸相關的信息，例如時隙號、字節交織器同步標識等;離散導頻用于完成每個符號的信道估計，這里以Bf=2 MHz為例說明導頻特征。

當OFDM符號為偶數編號時，導頻分布為:



m=8p+1， p=0，1，2，…，38

8p+3，p=39，40，…，77

(4)



當OFDM符號為奇數編號時，導頻分布為:

m=8p+5，p=0，1，2，…，38

8p+7，p=39，40，…，77

(5)

從這里可以看出，CMMB的OFDM符號導頻在頻域呈交錯狀，每個OFDM符號中導頻間隔為8個子載波，連續兩個OFDM符號的相對位置偏移4個子載波。如果傳播環境為時不變信道或者是慢衰落信道，那么能夠結合前后兩個符號的導頻信息，將每個符號中的導頻數目增加一倍，進一步提高信道估計性能。

2.2.1 導頻頻域采樣估計

按照CMMB信號導頻分布特征，首先利用每個OFDM符號中的導頻完成頻域帶寬內的頻響估計，估計方法采用最小二乘法(LS)得到導頻子載波上的信道頻響

H⌒p[m]為:

H⌒p[m]=X*p[m]Yp[m]=

Xp[m]2H[m]+X*p[m]Wp[m]=

H[m]+W′p[m]

(6)

式中:下標p表示導頻子載波;X*p[m]為導頻Xp[m]的共軛;W′p[m]也是AWGN，其分布與前文相同。此外，導頻的調制方式采用BPSK，即Xp[m]2=1。

通常對于信道估計評價指標采用均方誤差(MSE)來評價信道估計性能[3]，文獻[4-5]中給出了LS估計的MSE:

MSE=β/SNR

(7)

式中:SNR=E{xk2}/σ2是平均信號噪聲功率比。假設所有子載波承載的數據獨立同分布，且使用相同星座圖調制。定義β是星座圖調制因數，β=E{xk2}E{xk-2}。對于BPSK和QPSK，β=1;而對于16QAM，β=17/9。

2.2.2 信道估計插值算法

在獲取OFDM符號每個導頻的頻響之后，需要通過插值算法獲得整個符號帶寬內數據子載波的信道頻響。常用的信道估計插值方法有零階保持法，線性插值法，變換域插值法和最小均方誤差法(MMSE)等。在導頻狀OFDM系統中，首先通過LS估計獲得導頻子載波上的信道估計值，然后通過外插/內插等方法來獲得數據子載波上的信道頻響。整個子載波范圍內的信道估計頻響可寫成:

=QLS_p

(8)

式中:Q是插值矩陣;LS_p是導頻處LS信道估計的值。Q矩陣可以代表不同的插值方法，插值方法的性能與其相應的復雜度、系統信道的先驗信息的知曉程度有關。

(1) 分段零階保持插值[3]

分段保持使用的前提條件是假設兩個采樣點之間的信道頻響特征保持不變，實現方法是導頻之間的頻率響應用第一個導頻的LS信道估計值代替。

(2) 線性插值[3，6]

對于線性插值，需要計算相鄰的兩個導頻線性插值的斜率和截距，導頻間的數據子載波的頻率響應可通過該直線插值得到:

[k]=1-lNpp[m]+lNpp[m+1]

(9)

式中:m表示同一個OFDM兩個相鄰導頻的組合序列;l表示相對于導頻m和導頻m+1的距離;Np表示連續兩個導頻之間的子載波數。所以，l/Np是數據子載波k相對于導頻m的歸一化距離。

線性插值方法相對零階保持插值方法，可認為更加關注兩個導頻之間信道的頻響頻率變化，所以對于頻率選擇性衰落信道，線性插值相對于分段零階保持有較好的估計性能。

(3) 變換域插值[8-10]

由于離散傅里葉變換具有快速算法IFFT/FFT，基于變換域的信道估計技術逐漸受到關注。由于多徑中能量較高的分量主要集中在變換域(時域)的前面部分，所以在變換域(時域)的降噪處理中，如果接收端知道多徑信道的最大延遲長度，可以在變換域(時域)對信道階數長度以外的信號進行迫零處理。如果接收端不知道信道的多徑特征，當頻域導頻數Np大于CP長度時，由于在OFDM系統設計時，要求CP的長度大于多徑信道的最大抽頭延遲，所以在變換域(時域)迫零可以選用CP長度進行迫零處理實現降噪功能。變換域信道估計可表達為:

HDFT=Np/NSFDFHpLS_Np

(10)

式中:F和FHp分別是FFT和IFFT變換矩陣，都為酉矩陣，其中元素分別為e-j2πik/N，ej2πik/Np/Np;LS_Np為導頻的LS信道估計;Np/NS是歸一化系數;D是一個上半對角矩陣，用于Np點到N補零，D可表示為:



D=INp×Np0Np×(NS-Np)

0(NS-Np)×Np0(NS-Np)×(NS-Np)NS×NS

(11)



文獻[10]中已經證明，如果導頻間隔小于信道的相干帶寬，且不考慮直流子載波和虛擬子載波，變換域信道估計方法的MSE可以寫成:

MSE=βSNR+∑N-1j=Npρj

(12)

式中:ρj，j=0，1，…，N-1，且ρ0≥ρ1≥…≥ρN-1是時域信道沖擊響應的自相關矩陣Rhh進行SVD分解的奇異值。

2.3 新型CMMB信道估計方案

根據前面討論的CMMB導頻方案，由于前后兩個OFDM符號導頻存在一定的子載波偏移，如果信道是時不變或慢衰落信道，那么可以聯合前后兩個符號錯位導頻，通過保持插值獲得連續兩個OFDM符號錯位導頻，增加每個OFDM符號的導頻數，可以獲得較為準確的信道估計值，具體的實施方案步驟如下:

(1) 連續解調兩個OFDM符號:連續解調兩個OFDM符號，當均衡第三個OFDM符號時，需要使用第二個OFDM符號的信道估計信息;

(2) 導頻的LS信道估計:分別對連續兩個OFDM符號的導頻按式(6)進行LS信道估計;

(3) 零階保持錯位導頻插值:第一個OFDM符號相對于第二個OFDM符號沒有導頻的位置，采用第二個符號的導頻零階保持獲得新的信道導頻采樣值;同理，第二個OFDM符號相對于第一個導頻的錯位空導頻處利用第三個OFDM符號的錯位導頻錯位零階保持獲得。當對最后一個OFDM進行信道估計時，錯位保持采用前一個符號的導頻;

(4) 2倍導頻的變換域信道估計:對于當前OFDM符號，由于步驟(3)已經獲得了相對于原來的符號的2倍導頻，此時采用的變換域信道估計方法，獲得變換域的信道估計。由于在沒有改變系統頻譜利用率的條件下增加了信道的導頻采樣，所以可以進一步利用文獻[10]中提出頻域分集式信道估計方法來進一步提高信道估計的性能。

3 計算機仿真結果

系統計算機蒙特卡羅仿真參數利用Bf=2 MHz的系統指標。信道模型采用Cost207惡劣城區信道模型[11]，該信道模型的多徑時延tau=[0，0.3，1.0，1.6，5.0，6.6]×10-6 s，相對功率衰減pdB=[-2.5，0，-3，-5，-2] dB，該信道具有較強的頻率選擇性衰落特性。中心頻率選用U波段的700 MHz。其中，OFDM符號的數據子載波、導頻子載波配置按照CMMB標準配置，系統的采樣率為2.5 MSPS。

圖3和圖4分別是CMMB新型信道估計方法的誤碼率曲線和MSE曲線。與傳統的變換域信道估計方法相比，CMMB新型信道估計在誤碼率有1 dB的增益，比變換域信道估計方法更加逼近理想信道估計器的誤碼性能，而MSE有近似2.5 dB的增益，可以看出其中變換域信道估計方法MSE=βSNR+∑N-1j=Npρj，高信噪比處的“錯誤平底”是由于信道多徑延時和系統采樣時鐘不匹配造成的。另外，由于每個OFDM符號中導頻數增加，采用文獻[10]中的頻率分集式信道估計方法，當分集階數為L時，系統的MSE同樣可以獲得10lg(1/L) dB的增益，進一步改善系統誤碼性能。

圖3 CMMB新型信道估計方法誤碼率曲線

圖4 CMMB新型信道估計方法MSE曲線

4 結 語

隨著CMMB產業的進一步發展，特別是與TD-SCDMA技術的結合，使得廣電系統和中國移動互利共贏，大大促進了國內兩大自主知識產權技術的迅速融合和發展。本文結合中國移動電視行業標準CMMB系統，研究了其物理層幀結構及其OFDM符號導頻特征，總結了常規經典的信道估計算法，并提出了適用于CMMB的新型信道估計方法。計算機仿真結果表明，新型信道估計方法使用連續OFDM符號完成信道估計，采用零階交錯保持方法增加了每個OFDM符號導頻數，利用變換域信道估計方法進一步提高了信道估計的準確性，改善了系統性能。

參考文獻

[1]尹長川，羅濤，樂光新.多載波寬帶無線通信技術[M].北京:北京郵電大學出版社，2004.

[2]羅仁澤.新一代無線移動通信系統關鍵技術[M].北京:北京郵電大學出版社，2007.

[3]OZDEMIR Mehmet Kemal， ARSSLAN Huseyin. Channel estimation for wireless OFDM systems[J]. IEEE Communications Surveys Tutorials， 2007，9(2): 18-48.

[4]VAN J J， BEEK De. On channel estimation in OFDM systems[C]//Proc.IEEE Vehic.Tech.Conf.. [S.l.]: IEEE， 1995，2: 815-819.

[5]EDFORS J. Analysis of DFT-based channel estimators for OFDM[J]. Personal Wireless Commun.， 2000， 12(1): 55-70.

[6]LI Ye. Pilot-symbol-aided channel estimation for OFDM in wireless systems[J]. IEEE Trans.on Vehicular Technology， 2000，49(4): 1209-1215.

[7]ATHAUDAGE， C R N， JAYALATH A D S. Low-complexity channel estimation for wireless OFDM systems[C]//Personal， Indoor and Mobile Radio Communications， PIMRC 2003 14th IEEE Proceedings. [S.l.]: IEEE， 2003: 521-525.

[8]ZHAO Y， HUANG A. A novel channel estimation method for OFDM mobile communication systems based on pilot signals and transform-domain processing[C]//Proc. IEEE Vehic. Tech. Conf.. Phoenix: IEEE， 1997， 3: 2089-2093.

[9]宋鐵成，尤肖虎，沈連豐，等.基于變換域處理的OFDM系統信道估計方法的改進[J].電路與系統學報，2005，10(4):25-30.

[10]LIU Liu， CHENG Tao. A novel comb-pilot transform domain frequency diversity channel estimation for OFDM system[J]. Radio Engineering， 2009， 18(4): 497-502.

[11]COST 207. Digital land mobile radio communications[R]. Office for Official Publications of the European Communities. Luxembourg:COST 207， 1989.

[12]CMMB研究工作組.GY/T220.1-2006 CMMB廣播信道幀結構、信道編碼和調制[S].北京:中國標準出版社，2006.

[13]衛文娟，陶建，李平安.LTE OFDMA系統基于最大徑選擇的信道估計算法[J].現代電子技術，2010，33(1):69-71.

[14]何飛，蔣冬初，李夢醒.基于MIMO-OFDM系統的信道估計算法分析[J].現代電子技術，2008，31(21):19-22.

[15]金鳳，馬寶紅，王吉富，等.基于復FastICA算法的STBC-DS-CDMA系統盲檢測法[J].現代電子技術，2009，32(22):126-129.