單級無橋Sepic諧振LED驅動電路及其APWM-PFM混合控制

摘 要：

針對傳統兩級式LED驅動電源中存在著半導體功率器件數目多，控制電路復雜，效率低，成本高，可靠性差等問題，提出一種單級無橋Sepic諧振LED驅動電路，通過將單開關無橋Sepic電路主開關管與半橋LLC電路下開關管復用集成單級LED驅動電路，減少了半導體功率器件數目，簡化控制電路，提高了電路效率和工作可靠性。詳細分析了所提出電路的工作原理和工作過程，深入開展了電路輸入輸出電壓變比、網側特性、軟開關特性等穩態特性推導和電路關鍵參數設計，并針對所提出單級電路由于輸入電壓變化引起直流母線電壓變動范圍大等問題，分析設計了一種APWM-PFM混合控制策略。最后進行計算機仿真分析，并設計一臺交流輸入185～265 Vrms、額定輸出2 A/96 W的實驗樣機，樣機效率最高可達91.5%，PF最大值為0.995，THD最小為5.5%，不同交流電壓下直流母線電壓總體變化范圍在60 V以內，實現直流母線電壓限壓。計算機仿真結果和實驗結果驗證所提出電路和混合控制策略的理論預期和有效性。

關鍵詞：LED照明；功率因數校正；單級無橋Sepic/LLC電路；軟開關；直流母線電壓APWM-PFM混合控制

DOI：10.15938/j.emc.2024.09.010

中圖分類號：TM46

文獻標志碼：A

文章編號：1007-449X（2024）09-0106-19

收稿日期： 2023-10-25

基金項目：福建省科技廳高校產學重大項目（2014H6012）

作者簡介：林中寅（1998—），男，碩士研究生，研究方向為電力電子變流技術；

林維明（1964—），男，教授，博士生導師，研究方向為電力電子變流技術；

黃舒晨（1999—），女，碩士研究生，研究方向為電力電子變流技術；

鄭 勇（1999—），男，碩士研究生，研究方向為電力電子變流技術。

通信作者：林維明

Single-stage bridgeless Sepic resonant LED driver and its APWM-PFM hybrid control strategy

LIN Zhongyin， LIN Weiming， HUANG Shuchen， ZHENG Yong

（Fujian Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion， Fuzhou University， Fuzhou 350108， China）

Abstract：

Because of the existence of many power devices， complex control circuits， low efficiency， high cost and poor reliability， etc. in the traditional two-stage LED driver， a single-stage bridgeless Sepic resonant LED driver was proposed， which is integrated by multiplexing the switching tube of the single-switch bridgeless Sepic circuit and the lower switching tube of the half-bridge LLC circuit. The operating principle and the operating process of the proposed circuit were analyzed. The steady-state characteristics of the proposed driver， such as voltage variable ratio， the line characteristics and soft-switching characteristics were analyzed in detail; then the proposed circuit’s key parameters were designed in detail. And a hybrid APWM-PFM control strategy was designed for single-stage circuits with a wide range of DC bus voltage variations caused by the change of input voltage. Finally， the computer simulation was carried out and an AC input 185-265 Vrms， rated output 2 A/96 W experimental prototype was set up. The efficiency of the prototype is obtained to be up to 91.5%， the maximum value of PF is obtained to be up to 0.995， and the minimum value of THD is obtained to be down to 5.5%， under the case of 265 Vrms AC input， the bus voltage can be controlled and the overall variation range to be within 60 V under different AC input voltages. The results of the computer simulation and the experiment have been obtained to verify the theoretical expectations and the validity of the proposed circuits and the hybrid control strategy.

Keywords：LED lighting; PFC; single-stage bridgeless sepic/LLC driver; soft-switching; DC bus voltage APWM-PFM hybrid control

0 引 言

作為第四代的綠色光源，LED具有高效率、長壽命、低功耗、高亮度等其他傳統光源不具有的優勢，得到廣泛應用［1-4］。由于有關LED產業的蓬勃興起，其驅動電路的研究也成為了行業內備受關注的研究焦點。傳統的交流輸入LED驅動電源通常采用兩級結構，前級為功率因數校正（power factor correction，PFC）電路，后級為DC-DC變換電路［5］。其中PFC電路用于滿足網側輸入電流諧波限制的要求，并提供穩定的直流母線電壓作為后級輸入，后級DC-DC電路將前級PFC電路的直流母線電壓變換為LED負載所需的輸出電壓/電流［6］。

傳統PFC電路的電流回路通常有三個導通的半導體功率器件，增加了變換器的導通損耗［7］，尤其在大功率大電流應用場合，整流橋的導通損耗就十分明顯，因此為了減小導通損耗，研究減小電流導通回路半導體功率器件數目的無橋PFC電路就顯得十分有意義。文獻［8］提出了一種無橋Boost PFC電路，減少了整流器工作時電流流過半導體功率器件的數量，從而減少導通損耗，但由于輸入交流源在負半周工作時，輸入端電壓存在高頻跳變的現象，具有明顯共模干擾的問題。文獻［9］在無橋Boost PFC電路的基礎上提出了圖騰柱Boost無橋PFC電路，該拓撲結構簡單，器件數量少，同時輸入交流源正負半周電壓都被相應二極管箝位于直流輸出正負母線上，因此共模干擾小，但由于寄生二極管的反向恢復現象的存在，開關管串聯時損耗嚴重，因此圖騰柱無橋PFC電路不適合在連續模式（CCM）下工作。自2011年，學者Cuk教授提出了諧振無橋Cuk PFC電路［10］，經過多年發展，更多無橋拓撲被提出，如無橋Cuk［11］、無橋SEPIC［12］、無橋Flyback［13］，相較于無橋Boost PFC變換器，單開關無橋PFC電路開關數目少，控制簡單方便。具有較寬的輸出電壓，易于實現電氣隔離，且斷續工作模式下，輸入電流仍是連續狀態。

在中小功率應用場合，相較于兩級電路，單級LED驅動電路通過開關管的復用，將兩級結構合二為一，進一步減少了半導體功率器件和控制電路的數目，并更簡化了控制，比傳統LED驅動成本低、高效［14］，因此，單級電路被廣泛應用于中小功率的場合。文獻［15］中提出一種基于有橋Boost和半橋LLC單級電路，雖然其具有較好的輸入輸出特性，如高PF值，低THD等，且LLC電路的軟開關特性并未因為集成而丟失，但仍存在母線電壓過高的問題。文獻［16］中提出了一種降壓Cuk和半橋LLC集成的單級電路，不同于單級Boost電路，降壓Cuk電路克服了母線電壓過高的問題，并保留了半橋LLC電路的軟開關特性，但該電路僅能工作于降壓模式，因此輸入電流有死區存在，對輸入特性存在不利的影響。

半橋LLC電路單元采用PFM控制，開關管占空比固定為0.5時，母線電壓存在兩倍于輸入電壓峰值的情況，這導致了開關器件承受很大電壓應力，文獻［17］的電路中只有兩個功率MOS管，同時二極管減少了三個，電路導通損耗得到降低，但由于采用傳統PFM控制模式，仍存在直流母線電壓為兩倍輸入電壓，無法解決功率器件的應力問題，且僅能應用于低壓輸入場合，大大降低了應用場景。同時為了滿足一些輸出電壓可升可降的應用場景，需解決PFM控制存在的問題［18-20］。文獻［19］中提出一種不對稱變占空比控制的降壓Cuk-LLC單級電路，但該電路輸入有很大的死區，輸入特性差；且由于占空比不對稱導致的直流偏置問題使得磁性器件的利用率降低。

本文提出并設計一種通過對單開關無橋Sepic電路與半橋LLC電路的開關管進行復用，集成的新型單級無橋Sepic諧振LED驅動電路，其減少開關管和控制電路數目，簡化控制，同時PFC單元采用單開關無橋Sepic電路，也減小導通損耗和半導體功率器件數目。其中單開關無橋Sepic電路工作于DCM模式，具有輸入電流自動跟蹤輸入電壓的功率因數校正功能；兩個開關管在開通時刻分別處于軟開關ZVS和ZCS狀態，副邊二極管ZCS關斷，保證電路有較高的效率。為限制母線電壓大范圍波動，結合所提出的電路，在傳統PFM控制的基礎上與APWM控制相結合，提出APWM-PFM混合控制策略，通過對母線電壓分析設計，能夠保證其在一個合適的范圍變化，因此該電路有效地降低功率器件的應力，使其工作于180 Vac～260 Vac電壓輸入等級，并利用計算機進行模擬以及研制額定可達到2 A/96 W輸出的樣機，實現對電路與其APWM-PFM控制策略的驗證。

1 一種單級諧振LED驅動電路

1.1 電路結構

本文提出一種單級無橋Sepic諧振LED驅動電路，如圖1所示。該設計由兩個核心單元，首先為單開關無橋Sepic功率因數校正電路單元，其由交流輸入源vin，二極管D1～D3以及Dp和Dn，電感L1、L2、L3，電容C1、C2和母線電容Cbus，并利用開關管S1開通關斷實現對拓撲進行控制；其次為半橋LLC電路單元，其由原邊側的二極管D4、D5，諧振電容Cr，諧振電感Lr，開關管S1、S2，變壓器T，以及副邊側的整流二極管Do1、Do2，輸出電容Co構成。單開關無橋Sepic電路與半橋LLC電路巧妙地復用了開關管S1，從而將兩電路單元集成為單級諧振電路，其相較于傳統兩級式電路，在實現S1開關管零電流開通，S2開關管零電壓開通，降低了由于開關過程中造成的損耗的同時，減少了控制電路的數目以簡化了系統控制復雜度，實現了效率、成本等方面的改進。

1.2 電路工作過程

為方便分析，假設：

1）電路中所有器件均為理想器件；

2）中間電容C1和C2、直流母線電容Cbus以及輸出電容Co足夠大，并且在每個開關周期中其電壓近似不變；

3）交流輸入電源頻率fac遠小于功率MOS管的工作頻率fs，每個開關周期中輸入電壓vin近似不變；

4）忽略EMI濾波器；

考慮到電路的對稱性，以交流輸入電源工頻正半周期為例說明電路工作過程。設計單開關無橋Sepic電路單元工作于DCM諧振模式，半橋LLC電路單元工作于fmlt;fs≤fr狀態。在一個開關周期內電路可以分為9個工作模態，其中圖2為周期內的主要工作波形，而圖3（a）～圖3（i）為不同工作階段下的等效電路。

其中，fs為開關頻率，諧振頻率fm、fr定義為：

fm=12π（Lm+Lr）Cr；

fr=12πLrCr。（1）

式中：Lm為該電路變壓器的勵磁電感；Lr為其諧振電感；Cr為諧振電容。

模態1（t0-t1）：如圖3（a）所示，當t0時刻尚未到來時，單開關無橋Sepic電路單元中，二極管D3反向偏置，iD3為零，電感L1～L3電流保持恒定，關系為

iL1+iL2+iL3=0。（2）

而半橋LLC電路單元中，諧振電流ir與勵磁電流im相等，iDo1，iDo2，iD4，iD5為零。

至t0時刻，此階段為死區時間，開關管S2關斷，S1尚未開通。單開關無橋Sepic電路單元中，二極管D3繼續反向偏置，電感L1～L3中的電流仍保持恒定。而半橋LLC電路單元中，iDo1，iD4，iD5仍為零，而諧振電流ir開始對開關管S2的結電容充電，二極管Do2導通，勵磁電感Lm被輸出電壓箝位不參與諧振，勵磁電流線性下降。此時諧振頻率為fr，而勵磁電流iLm，諧振電流ir以及其峰值ir_peak的表達式為

iLm（t）=nVo4Lmfr－nVoLm（t－t0）；

ir（t）=i r _pksin［ωr（t－t0）+θ］；

ir_pk=（nVo4Lmfr）2+（Vbus2－nVo）CrLr+πnVo8Lm（1fs－1fr）2。（3）

式中：Vo為輸出電壓；n為變壓器原副邊匝比；θ為諧振電流相角。

直到t1時刻，開關管S2結電容充電結束，S1零電流開通，此時iD3，iD5仍為零，ir，iLm繼續下降，電感L1～L3中的電流開始線性上升，而ir開始流過D4，因此ir=iD4。

模態2（t1-t2）：如圖3（b）所示，t1時刻后，單開關無橋Sepic電路單元中，二極管D3反向偏置，因此iD3為零，而輸入電壓對電感L1充電儲能，電容C1對電感L2、L3充電儲能，三者電流線性上升，其速率為

diadt=vinLa（a=1，2，3）。（4）

半橋LLC電路單元中，諧振電流ir方向不變，ir流過二極管D4，Do2導通。

直到t2時刻，諧振電流ir過零反向，此時iD4=0，iDo1=0，iD3=0，ir，iLm繼續下降，而ir流過iD5，電感L1～L3中的電流繼續線性上升。

模態3（t2-t3）：如圖3（c）所示，t2時刻后，單開關無橋Sepic電路單元中，二極管D3及電感L1～L3的工作狀態同模態2相同，半橋LLC電路單元中，諧振電流ir流過二極管D5和開關管S1，因此ir=iD5。且流過復用開關管S1的電流為L1、L2、L3與諧振電流ir之和，即

iS1=ir+iLa（a=1，2，3）。（5）

直到t3時刻，二極管Do2零電流關斷，此時iD4=0，iDo1=0，iD3=0，電感L1～L3中的電流繼續線性上升，而諧振電流ir，勵磁電流iLm與流過二極管D5的電流相等。

模態4（t3-t4）：如圖3（d）所示，單開關無橋Sepic電路單元中，二極管D3及電感L1～L3的工作狀態同模態3相同，而t3時刻后，半橋LLC電路單元中，由于勵磁電感Lm不再被輸出電壓所箝位，使得Lm加入到諧振過程中，該過程中輸出電容Co存儲的能量輸送給負載，由于Lm的加入其諧振頻率則為fm，且ir與iLm相等，可列出

ir（t）=iLm（t）=－nVo4Lmfr。（6）

直到t4時刻，達到死區時間，開關管S1關斷，此時iD4=0，iD5=0，iDo1=0，iDo2=0，二極管D3導通，電感L1～L3中的電流開始線性下降，諧振電流ir與勵磁電流iLm開始上升。

模態5（t4-t5）：如圖3 （e）所示，此階段為死區時間，t4時刻以后，開關管S1關斷，其結電容充電，二極管D5反向偏置，使得iD5=0。而單開關管無橋Sepic電路單元中，二極管D3導通，電感L1向電容C1、Cbus釋放能量，電感L2、L3向母線電容Cbus釋放能量，三者電流線性下降，下降速率均為

diadt=VoLa（a=1，2，3）。（7）

而D3電流的關系為

iD3=iL1+iL2+iL3。（8）

半橋LLC電路單元中，諧振電流ir對S2的結電容放電，ir大于勵磁電流，二極管Do1導通，勵磁電感Lm被輸出電壓鉗箝位不參與諧振，勵磁電流線性上升，此時諧振頻率為fr，而諧振電流ir與勵磁電流iLm表達式為

iLm（t）=－nVo4Lmfr+nVoLm（t－t4）；

ir（t）=ir_pksin［ωr（t－t4）+θ］。（9）

直到t5時刻，開關管S1結電容充電結束，S2零電壓開通，此時iD4=0，iD5=0，電感L1～L3與D3中的電流繼續線性下降，諧振電流ir與勵磁電流iLm繼續上升。

模態6（t5-t6）：如圖3（f）所示，t5時刻以后，單開關無橋Sepic電路中，二極管D3以及電感L1～L3的工作狀態同模態5相同。半橋LLC電路中，諧振電流ir方向不變，二極管Do1導通，勵磁電感Lm兩端的電壓由輸出電壓箝住，iLm表達式為

iLm（t）=－nVo4Lmfr+nVoLm。（10）

直到t6時刻，諧振電流ir過零反向，此時iD4=0，iD5=0，電感L1～L3與D3中的電流繼續線性下降，諧振電流ir與勵磁電流iLm繼續上升。

模態7（t6-t7）：如圖3（g）所示，t6時刻以后，iL2，iL3線性下降至負值，單開關無橋Sepic電路單元中，二極管D3以及電感L1～L3的工作狀態同模態6相同。半橋LLC電路單元中，諧振電流ir方向不變，二極管Do1繼續導通，勵磁電感被輸出電壓箝位。

直至t7時刻，D3電流iD3下降至零，二極管D3實現零電流關斷，此時電感L1～L3電流開始保持恒定，iD4=0，iD5=0，諧振電流ir與勵磁電流iLm繼續上升。

模態8（t7-t8）：如圖3（h）所示，t7時刻以后，由于二極管D3零電流關斷。單開關無橋Sepic電路中，電感L1～L3中的電流保持恒定，其電流關系為

iL1+iL2+iL3=0。（11）

半橋LLC電路單元中，諧振電流ir方向不變，二極管Do1繼續導通，勵磁電感被輸出電壓箝位。

直至t8時刻，諧振電流ir等于勵磁電流，iDo1，iDo2，iD3，iD4，iD5為零，此時二極管Do1可實現零電流情況下關斷，且電感L1～L3中的電流仍保持恒定。

模態9（t8-t9）：如圖3（i）所示，單開關無橋Sepic電路單元中，二極管D3以及電感L1～L3的工作狀態同模態8相同，t8時刻以后，勵磁電感Lm不再被輸出電壓箝位，使得Lm加入到諧振過程中，該過程中輸出電容Co存儲的能量輸送給負載，由于Lm的加入其諧振頻率為fm，且ir與iLm相等可列出

ir（t）=iLm（t）=nVo4Lmfr。（12）

直到t9時刻，開關管S2重新關斷，且相當于t0時刻，且iDo1，iDo2，iD3，iD4，iD5為零，且電感L1～L3中的電流仍保持恒定，而勵磁電流iLm，諧振電流ir開始下降。穩態工作時，上述情況不斷重復。

2 穩態特性分析

2.1 單開關無橋Sepic電路單元

單開關無橋Sepic-PFC電路單元等效電路圖如圖4所示，其中R為等效電阻。

1）網側特性。

當單開關無橋Sepic-PFC電路單元工作于DCM模式下，且電容C2上電壓為0時，電感L2、L3處于并聯狀態［21］。根據圖2可推導出交流輸入電壓正半周時電路關鍵參數波形，如圖5所示。

圖5中：d3為二極管D3的占空比；Ts為開關周期；Le為Sepic電路等效電感。

假設電路效率為100%，且無橋Sepic電路開關管的開關頻率相較于輸入電壓頻率大得多，因此時可以認為母線電壓、母線電流、輸入電壓、輸入電流在開關周期內皆是恒定不變的，其中母線電流近似等于二極管D3電流iD3［22］，因此，根據PFC變換器的輸入和輸出端口功率平衡可得

viniin=VbusiD3。（13）

由于無橋Sepic電路工作于DCM模式，由圖5可知二極管D3在開關周期Ts內的平均電流為

iD3=d21v2in2LeVbusfs。（14）

其中：d1是S1占空比；vin=Vmsinωt（Vm為交流輸入電壓峰值；ω為工頻角頻率）；Le=L1//L2//L3；Vbus為母線電壓。

定義一個交流輸入電源周期T內的二極管D3的平均電流［23］為：

ID3=1T∫T0iD3dt=V2m2ReVbus=V2md214LeVbusfs；

Re=2Led21Ts。（15）

根據式（13）～式（15），求得輸入電流的峰值與平均值

iin=vinRe=Imsinωt=d21Vm2Lefssinωt。（16）

由上式可知，DCM模式下，輸入電流按正弦規律變換，且相位跟隨輸入電壓，可實現PFC。

2）電壓變比。

由于工頻周期T內二極管D3平均電流ID3等于PFC級輸出電流，當假定PFC級輸出負載為純阻性Rpfc時，則有

ID3=VbusRpfc。（17）

由式（15）與式（17）聯立，可將Sepic電路的母線電壓與輸入電壓變比M表示為

M=VbusVm=RpfcRe=d12Ke。（18）

其中單開關無橋Sepic電路導通參數為

Ke=2LefsRpfc。（19）

2.2 半橋LLC電路單元

半橋LLC電路單元通過開關網絡、諧振網絡、高頻隔離變壓器以及整流網絡組成，其等效電路圖如圖6所示。

根據基波分析法（FHA）可以得到半橋LLC電路的直流電壓增益為

Gdc（fn，λ，Q）=2nVoVbus=

1（1+λ－λf2n）2+Q2（fn－1fn）2。（20）

其中：n為變壓器原副邊繞組匝數之比；Vo為輸出電壓；Ro為LED負載等效電阻，諧振電感與勵磁電感比λ=Lr/Lm，歸一化頻率fn=fs/fr，品質因數Q=Lr/Cr/Rac，Rac=8n2Ro/π2。

假設電路效率為100%，此時LLC電路的輸入功率PLLC_in可表示為

PLLC_in=V2oRo=［VbusGdc（fn，λ，Q）］24n2Ro。（21）

3 一種APWM-PFM數字混合控制策略

3.1 雙閉環控制原理

結合所提出的電路，考慮到PFM控制下，不同交流輸入下母線電壓變化范圍大，同時對LLC電路單元而言，寬范圍輸入使得工作頻率范圍變大，以限制母線電壓為控制目標，本文設計分析了一種混合APWM-PFM控制方法，在已有的恒流輸出控制的基礎上再加入母線電壓控制，實現從單一的工作頻率控制變量變成開關管占空比、工作頻率兩個控制變量，圖7為混合控制的原理框圖。

該混合控制策略是一種限制直流母線電壓變化范圍的APWM-PFM混合控制策略，其在調節開關頻率來穩定輸出的PFM控制策略的基礎上，通過結合PWM控制來改變PFC開關管S1的占空比，實現控制母線電壓變化。其中心思想在于：相較于傳統PFM的固定占空比小于0.5（考慮死區）的控制，本控制策略設定的S1的初始占空比大于0.5，因此當交流輸入較小時，直流母線電壓比傳統PFM控制時要大，但當交流輸入增加時，該控制策略可逐漸減小開關管S1的占空比，并減小直流母線電壓變化范圍。

3.2 直流母線電壓特性

平均輸入功率Pin可表示為

Pin=1π∫π0viniindθ=V2md214Lefs。（22）

結合功率守恒可以得到

V2oRo=d21V2m4Lefs。（23）

由于采用APWM-PFM控制時，占空比和工作頻率會一起發生變化，因此，此時LLC單元的直流電壓增益可以表示為

Gdc_A=VoVbus=sin（πd1）2n（1+λ－λf2n）2+Q2（fn－1fn）2。（24）

其中：n為變壓器原副邊繞組匝數之比；Vo為輸出電壓；Ro為LED負載等效電阻；諧振電感與勵磁電感比λ=Lr/Lm，歸一化頻率fn=fs/fr，品質因數Q=Lr/Cr/Rac，Rac=8n2Ro/π2。

聯立式（22）～式（24）可得

M=VbusVm=d21Ro4Lefs×1Gdc_A。（25）

則APWM-PFM控制下的直流電壓表達式為

Vbus=Vm×（1+λ－λf2n）2+Q2（fn－1fn）2sin（πd1）×

π3d21Lr4LefnQ。（26）

根據式（26）可知，在電路關鍵參數確定后，母線電壓Vbus受Vm、fn、Q、d1等共4個參數的影響。

其中品質因數Q是一個反映負載變化情況的參數，且LED驅動電路為恒流輸出，其負載的變化反映為輸出電壓的變化，因此在輸出電壓不變或者說輸出功率不變的情況下，Q是一個定值。

1）占空比固定為0.5。

當占空比恒定為0.5，因此Vbus的值由Vm、fn決定，作出其三維關系圖如圖8所示，能夠看到，隨著交流輸入的增加，母線電壓逐漸上升，同時，在交流輸入不變的條件下，直流母線電壓受fn的影響很小。

2）占空比變化。

由于APWM-PFM混合控制策略時，歸一化頻率fn和占空比d1（忽略死區）將會同時變化。因此，固定Vm的值，可得到母線電壓Vbus與fn、d1的三維關系圖。從圖9中可以看出，占空比與母線電壓成正比，隨著占空比的減小母線電壓也隨之下降。

因此可通過設定占空比d1（忽略死區）的變化范圍來控制直流母線電壓的變化范圍。通過給定的占空比范圍，結合式（26），可以作出交流輸入185 Vrms和265 Vrms時，Vbus關于fn的曲線簇，其中圖10為PFM控制下Vbus關于fn的曲線簇，當交流輸入為185 Vrms，fn為1時理論母線電壓為357.23 V，當交流輸入為265 Vrms，fn為1時理論母線電壓為513.26 V，而圖11為APWM-PFM控制下Vbus關于fn的曲線簇，相比于傳統PFM控制策略，APWM-PFM控制策略可以通過調節占空比，實現在不同輸入電壓情況下，限制母線電壓的變化范圍的目的。

4 電路關鍵參數設計

忽略死區時間，根據圖5中二極管D3電流波形可知，電路工作于DCM模式的情況下：

d1+d3lt;1。（27）

其中d3為二極管D3的占空比。

根據開關周期內電感電流變化量相等和伏秒平衡原理，對電感L1作分析可得

vinL1d1Ts=VbusL1d3Ts→d3=d1M|sinωt|。（28）

聯立式（27）、式（28）可得

d1lt;MM+1。（29）

再聯立式（29）、式（18）可得

Kelt;Ke_min=12（M+1）2=（1－d1）22。（30）

因此，電路工作于DCM的條件為Ke取值滿足Kelt;Ke_min。

4.1 PFC電路單元

1）電感設計。

當PFC工作于斷續狀態，導通參數Ke需要滿足

Kelt;（1－d1）22。（31）

再結合式（19）與式（31），Sepic電路等效電感Le可表示為

Le=RKe2fslt;R（1－d1）24fs。（32）

由于L1、L2在交流輸入正負周期對稱工作，因此L1、L2有相同感量，同時L1、L2的感值的大小決定了交流輸入電流iin紋波大小，根據如下紋波峰值公式：

irip_max=（Vmsinωt）d1L1fs=Vmd1L1fs。（33）

取irip_max為輸入電流的一半，聯立式（33）、式（16）可得

L1=L2=2LeL1－2Le。（34）

由于電感L1、L2取值相同，因此可得

L3=L1LeL1－2Le。（35）

2）電容設計。

無橋Sepic電路中間電容C1、C2分別在交流輸入電壓的正負半周起能量傳遞的作用，二者取值相同。為了避免工頻周期輸入電流發生振蕩，因此振蕩角頻率ωa必須大于交流輸入的角頻率，同時ωa需低于開關頻率，確保電容電壓在一個開關周期內基本保持恒定，一般ωa取5%～10%的開關頻率，即：

0.05ωslt;1（L1+L3）C1lt;0.1ωs。（36）

4.2 半橋LLC電路單元

諧振電感、勵磁電感以及諧振電容可根據下式可得：

Lr=RacQ2πfr；

Lm=Lrλ；

Cr=12πfrRacQ。（37）

5 仿真分析

為了驗證本文提出單級無橋Sepic諧振電路的正確性和有效性，基于PSIM軟件做了仿真分析。電路仿真參數如表1所示。

5.1 網側特性

圖12為電路在額定輸出功率條件下，輸入電壓vin、輸入電流iin在不同交流輸入電壓下的波形圖。

通過對圖12進行分析可以得出，輸入電流與輸入電壓的相位一致，波形為正弦波，實現了PFC控制，減小THD。

5.2 母線電壓

圖13為電路在額定輸出功率條件下，交流輸入電壓不同時，采用PFM控制策略下的直流母線電壓Vbus仿真波形，而圖14為電路在額定輸出功率條件下，交流輸入電壓不同時，采用APWM-PFM控制策略下的直流母線電壓Vbus仿真波形。其中由于在185 V/95 W的工況下為本文電路交流低壓輸入，相較于傳統PFM小于0.5（考慮死區）固定占空比的控制策略，APWM-PFM控制策略的S1占空比在初始狀態下大于0.5，因此在交流低壓輸入的情況下，占空比取值較大，母線電壓也較大，當交流輸入增加時，改進控制策略可逐漸減小開關管S1的占空比，其他工況下母線電壓相較于傳統控制下要小。

由圖13可知，不同交流輸入電壓下，采用PFM控制策略的直流母線電壓的變化范圍可以達到0～209.5 V，而由圖14可知，當采用APWM-PFM控制策略的直流母線電壓變化范圍為0～40.2 V，因此相較于傳統PFM控制策略，APWM-PFM混合控制策略，能夠限制直流母線電壓變化范圍。

5.3 軟開關特性

圖15為電路在額定輸出功率條件下，交流輸入電壓不同時，復用開關管S1的驅動Vgs1、漏源電壓Vds1、漏極電流iS1，圖16為電路在額定輸出功率條件下，開關管S2驅動電壓Vgs2、漏源電壓Vds2在不同交流輸入電壓下的波形圖。通過兩圖進行分析可知，圖15說明了復用開關管S1實現了零電流開通（ZCS），圖16說明了開關管S2實現了零電壓開通（ZVS），符合上述原理和理論分析。

圖17為電路在額定輸出功率條件下，不同交流輸入電壓時，諧振電流ir、勵磁電流iLm。圖18為在滿載情況下下，副邊整流二極管電流、電壓在不同交流輸入電壓下的波形。從圖中可以看出，在不同交流輸入電壓時，由于半橋LLC電路開關頻率工作于fmlt;fslt;fr狀態，從而實現副邊側二極管在零電流的情況下進行關斷。但由于采用了占空比可調的APWM-PFM混合控制策略的原因，其電路兩開關管占空比不相等時，副邊二極管會出現的電流不對稱的現象。

圖19為電路在額定輸出功率條件下，交流輸入電壓不同時，電感L1、 L2、L3以及二極管D3的電流波形（左邊為電源周期波形、右邊為展開波形；工頻正負半周電路對稱工作，僅分析正半周期），可以看到波形與理論分析一致，二極管D3工作于斷續模式下。

6 實驗結果

本文以DSP2812作為控制芯片，對實驗樣機進行控制，從而得到該樣機的性能分析，研制的實驗樣機如圖20所示。

實際參數如表2所示。

6.1 網側特性

圖21為在滿載情況下，不同交流輸入電壓下的網側特性波形。由圖可知，采用APWM-PFM控制策略下，在交流輸入電壓為185 Vrms時，PF值為0.997、THD為5.5%，在交流輸入電壓為220 Vrms時，PF值為0.994、THD為8.1%，在交流輸入電壓為265 Vrms時，PF值為0.990、THD為11.5%，且輸入電流iin良好地跟隨輸入電壓vin，其輸入電流iin的正弦度較高，電路具備良好的輸入特性，無橋Sepic-PFC單元較好的實現了PFC功能。

而圖22為滿載情況下，樣機采用不同控制策略的實測PF隨vin變化的對比曲線，由圖可知，當交流輸入電壓較大時，采用APWM-PFM控制策略的PF值將高于傳統的PFM控制，表明了APWM-PFM控制策略提高了電路功率因數。

圖23為滿載情況下，樣機采用不同控制策略的實測THD隨vin變化的對比曲線，由圖可知，樣機采用APWM-PFM控制策略的THD整體小于采用傳統PFM控制策略的THD ，體現出了APWM-PFM控制策略減小了所提出電路的THD。

6.2 母線電壓特性

圖24為電路在額定輸出功率條件下，交流輸入電壓不同時，采用APWM-PFM控制策略下的直流母線電壓Vbus仿真波形。從圖可知，隨著交流輸入的增加，Vbus也隨之升高，在交流輸入電壓為185 Vrms時，母線電壓為305.4 V；在交流輸入電壓為220 Vrms時，母線電壓為328.1 V；在交流輸入電壓為265 Vrms時，母線電壓為356.8 V。母線電壓最大值不超過左右360 V，總體變化范圍在60 V以內。實驗結果表明APWM-PFM混合控制有效地控制了母線電壓，同上述的理論分析基本一致。

6.3 軟開關特性

圖25為滿載情況下，開關管S1的驅動電壓Vgs1、漏極電流iS1及漏源極電壓Vds1在不同交流輸入電壓下的實驗波形，并且在波峰、波谷處做了細節展開。

由圖25可知，當交流輸入電壓為185、220和265 V時，開關管S1都是零電流開通的，這是由于S1上的電流為L1、L2、L3三個電感電流之和，電感電流工作于斷續模式，同時由于上升速率與交流輸入電壓有關，通過對比不同交流輸入電壓，當交流輸入電壓越大，iS1上升速率越快，因此在185 V輸入時，可以實現ZVS開通，而在其他電壓輸入時，實現VS（谷底）開通，減少了開通損耗，實現了S1在不同交流輸入電壓下了零電流開通（ZCS）。

如圖26在滿載情況下，關管S2的驅動電壓Vgs2、漏源極電壓Vds2及漏極電流iS2在不同交流輸入電壓下的實驗波形，并細節展開。由圖26可知，當Vgs2開通前，Vds2電壓已下降為0 V，此時iS2為負電流，這是由于諧振電流ir對S2的結電容放電導致，此時iS2流經S2的體二極管，出現圖中的負電流，且Vds2被箝位為0。因此，當Vgs2開通時，Vds2為0 V，實現了S2在不同交流輸入電壓下均實現了零電壓開通（ZVS），APWM-PFM控制策略實現了開關管S2的ZVS軟開關，實驗結果和理論分析相符。

圖27為滿載情況下，不同交流輸入電壓下，開關管S1、S2驅動電壓波形以及諧振電流ir的波形，由圖可知，隨著輸入電壓的增大，混合控制策略下，復用開關管占空比逐漸減小，造成了兩開關管占空比不對稱，對于LLC電路單元來說，當諧振電路參數一致的情況下，占空比的不對稱會導致諧振電流出現不對稱現象。圖27中當交流輸入電壓為185 Vrms時，此時開關管S1的占空比大于開關管S2，其所對應的諧振電流死區也較大，而當交流輸入電壓為220 Vrms、265 Vrms時，此時開關管S2的占空比大于開關管S1，其諧振電流死區也較大，且隨著交流輸入電壓的增大，占空比變化越大，諧振電流不對稱現象越明顯，與理論分析基本一致。而圖28為在滿載情況下下，副邊整流二極管電流、電壓在不同交流輸入電壓下的實驗波形。通過對波形圖的分析可以得出其交流輸入電壓在額定范圍內，副邊側的整流二極管均可實現零電流狀態下的關斷（ZCS），由于采用了APWM-PFM混合控制策略，隨著交流輸入電壓的增大，復用開關管占空比從0.54變化到0.38，導致諧振電流不對稱，進一步影響到副邊二極管的電流不對稱，與理論分析基本一致。同時，當副邊整流二極管電流為零的時候，二極管兩端電壓出現較大的振蕩現象，這是由于此時輸出電壓已無法對副邊側繞組進行箝位導致的，而該過程下副邊電路中的寄生電容與變壓器本身的漏感發生諧振。

圖29為在滿載條件下，不同交流輸入電壓下，電感L1、L2、L3以及二極管D3的電流波形，且在波峰、波谷處做了細節展開。其中二極管D3工作于斷續模式，同理論分析與仿真結果基本一致，電感L1、L2的電流波形出現了類似于平臺的現象，二極管D1、D2的寄生電容的存在為電感提供了諧振回路，造成斷續時電流波形為振蕩的。

6.4 整機效率

圖30為在滿載情況下，整機效率隨交流輸入電壓變化而變化的曲線。通過對效率變化曲線的分析可知，當220 Vrms交流輸入時，此時實驗樣機效率可為達到90.8%，符合設計要求，而205 Vrms輸入時，其最高效率可以達到91.5%。

因此，相較于傳統的兩級式LED驅動電路效率低的問題，所提出的單級無橋Sepic諧振電路一方面通過無橋整流和開關管復用的方式減少了導電回路半導體功率器件的數目，減小導通損耗；另一方面實現了功率器件軟開關，減小開關損耗，從而提高了電路轉換效率，而根據圖30所示，在整個交流輸入電壓范圍內，樣機效率呈現先升后降的趨勢，效率上升的主要原因是隨著輸入電壓的增加，輸入電流有所減小，進而PFC單元導通損耗減小，同時，由于母線電壓隨著輸入電壓的增加而增加，諧振電流減小，DC-DC半橋LLC電路單元的導通損耗和磁損都減小，所以效率上升；效率下降的主要原因是隨著輸入電壓的增加，復用開關管的占空比變化越大，諧振電流非對稱性越嚴重，磁芯偏磁也越嚴重，以至損耗增加，另外，直流母線電壓的增加，導致工作頻率也更高，開關管的關斷損耗增加，所以效率曲線后面出現下降趨勢。

7 結 論

本文提出了一種單級無橋Sepic諧振LED驅動電路和APWM-PFM混合控制策略，通過對理論進行初步分析、利用計算機進行仿真模擬以及研制實驗樣機進行驗證可以得到如下結論：

1）無橋PFC電路單元，可以減少電路導電回路半導體功率器件數目，減小導通損耗；單開關管無橋Sepic進一步減少功率器件數目，同時實現直流母線電壓可升可降，調控靈活。

2）單級電路減少控制電路復雜度，采用一套控制電路，實現兩級電路集成；與LLC諧振軟開關電路結合，可以實現功率器件的ZCS和ZVS軟開關，減少了開關損耗，進一步提高了電路的效率。

3）采用APWM-PFM混合控制策略，通過APWM改變占空比實現限制直流母線電壓變化范圍；同時混合控制策略平衡網側特性、直流母線電壓和電路轉換效率，限制直流母線電壓范圍、提高網側功率因數和減小THD。

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（編輯：劉素菊）