寬增益高效率CLLLC變換器的變頻雙移相調(diào)制策略

周?chē)?guó)華 王 淇 鄧倫博

寬增益高效率CLLLC變換器的變頻雙移相調(diào)制策略

周?chē)?guó)華 王 淇 鄧倫博

（西南交通大學(xué)電氣工程學(xué)院 成都 611756）

在輸入電壓寬范圍變化時(shí)，變頻調(diào)制CLLLC變換器存在開(kāi)關(guān)頻率變化范圍寬的問(wèn)題，而移相調(diào)制CLLLC變換器難以實(shí)現(xiàn)寬范圍零電壓導(dǎo)通（ZVS）。為了實(shí)現(xiàn)寬輸入電壓CLLLC變換器的高效率，該文提出一種變頻雙移相調(diào)制方法。通過(guò)同時(shí)調(diào)節(jié)開(kāi)關(guān)頻率、一次側(cè)全橋和二次側(cè)全橋之間的移相角，拓寬CLLLC變換器的增益并提高其效率。采用時(shí)域分析法求解變頻雙移相調(diào)制CLLLC變換器的電壓增益與諧振電感電流有效值，并分析頻率以及移相角對(duì)電壓增益和諧振電感電流有效值的影響。最后，通過(guò)搭建一臺(tái)100～300 V輸入、48 V/400 W輸出的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，驗(yàn)證了理論分析的正確性。

變頻雙移相調(diào)制 寬輸入電壓 CLLLC變換器 時(shí)域分析 零電壓導(dǎo)通

0 引言

大功率隔離型雙向DC-DC變換器可實(shí)現(xiàn)直流電能的變換，具有高效率、高功率密度等優(yōu)點(diǎn)，廣泛應(yīng)用于電動(dòng)汽車(chē)、可再生能源發(fā)電等領(lǐng)域[1-2]。如雙有源橋（Dual Active Bridge, DAB）變換器，功率密度高且易于實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，故受到越來(lái)越多的關(guān) 注[3-4]。但DAB變換器在輸入輸出電壓不匹配時(shí)存在回流功率大的問(wèn)題[5-6]。此外，輕載情況下難以實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)也成了DAB變換器的另一大弊端[7]。文獻(xiàn)[8-9]對(duì)CLLLC變換器的工作原理進(jìn)行分析，其諧振槽在正向、反向運(yùn)行時(shí)完全對(duì)稱。因此，無(wú)論正向工作還是反向工作時(shí)，CLLLC變換器都具備LLC變換器的軟開(kāi)關(guān)特性。

當(dāng)CLLLC變換器采用變頻調(diào)制時(shí)，可以實(shí)現(xiàn)一次側(cè)開(kāi)關(guān)管的零電壓導(dǎo)通（Zero Voltage Switching,ZVS）和二次側(cè)開(kāi)關(guān)管的零電流關(guān)斷（Zero Current Switching, ZCS）[10-12]，具有效率高的優(yōu)勢(shì)。但是，這種調(diào)制方式存在電壓調(diào)節(jié)能力有限的缺點(diǎn)。當(dāng)電壓增益大于1時(shí)，CLLLC變換器可在較窄的開(kāi)關(guān)頻率范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)較高升壓。而當(dāng)電壓增益小于1時(shí)，CLLLC變換器需要在較大的開(kāi)關(guān)頻率范圍內(nèi)變化，才能實(shí)現(xiàn)降壓，且降壓范圍有限，同時(shí)給參數(shù)設(shè)計(jì)帶來(lái)了困難[13-14]。當(dāng)CLLLC變換器采用單移相調(diào)制時(shí)，開(kāi)關(guān)頻率是恒定的，這有助于優(yōu)化電路參 數(shù)[15-17]。然而，這種調(diào)制方法只能使其工作于降壓模式[18]。相關(guān)研究學(xué)者提出了一種變頻調(diào)制與單移相調(diào)制相結(jié)合的新型調(diào)制策略，即在電壓增益大于1時(shí)采用變頻調(diào)制，電壓增益小于1時(shí)采用單移相調(diào)制的混合調(diào)制方法，可有效拓寬電壓增益范圍[19-22]。然而，分段混合調(diào)制的調(diào)制切換增加了調(diào)制電路設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度。文獻(xiàn)[23]提出負(fù)載發(fā)生變化時(shí)調(diào)整變換器的移相角和開(kāi)關(guān)頻率，在寬負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管ZVS，但控制算法較為復(fù)雜。文獻(xiàn)[24]提出一種脈沖寬度-脈沖頻率混合調(diào)制方法，在變換器一次側(cè)全橋內(nèi)引入移相角，調(diào)節(jié)頻率的同時(shí)調(diào)節(jié)移相角，可實(shí)現(xiàn)輸出電壓的寬范圍調(diào)節(jié)，但其效率較低。文獻(xiàn)[25]提出一種雙移相調(diào)制方法，即分別在CLLLC變換器一次側(cè)全橋內(nèi)及一次側(cè)、二次側(cè)全橋間引入移相角，可實(shí)現(xiàn)輸出電壓的寬范圍調(diào)節(jié)，但其沒(méi)有考慮整體效率的優(yōu)化。文獻(xiàn)[26]根據(jù)兩個(gè)移相角之間的關(guān)系對(duì)雙移相調(diào)制進(jìn)行優(yōu)化，但僅對(duì)輕載效率進(jìn)行了優(yōu)化。

為此，本文提出一種變頻雙移相（Variable- Frequency Dual-Phase-Shift, VF-DPS）調(diào)制方法，同時(shí)改變開(kāi)關(guān)頻率與移相角，以拓寬CLLLC變換器的電壓增益范圍，同時(shí)提高其效率。

本文首先描述CLLLC變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，分析該拓?fù)湓谧冾l雙移相調(diào)制下的工作原理；然后通過(guò)對(duì)變頻雙移相調(diào)制CLLLC變換器的時(shí)域分析，分析變換器電壓增益特性、諧振電感電流的有效值和開(kāi)關(guān)管的ZVS范圍；最后通過(guò)一臺(tái)100～300 V輸入、48 V/400 W輸出的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)驗(yàn)證理論分析的正確性。

1 變頻雙移相調(diào)制CLLLC變換器的工作原理分析

CLLLC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，其中開(kāi)關(guān)管Q1～Q4組成一次側(cè)逆變電路，開(kāi)關(guān)管Q5～Q8組成二次側(cè)整流電路，m為變壓器的勵(lì)磁電感，r1、r2分別為一次側(cè)、二次側(cè)諧振電感，r1、r2分別為一次側(cè)、二次側(cè)諧振電容，為變壓器的電壓比。當(dāng)輸入電壓高于額定輸入電壓時(shí)，變換器通過(guò)改變一次側(cè)全橋和一、二次側(cè)全橋之間的移相角，使增益＜1，記為Buck模式；當(dāng)輸入電壓低于額定輸入電壓時(shí)，變換器通過(guò)改變二次側(cè)全橋和一、二次側(cè)全橋之間的移相角，使增益＞1，記為Boost模式；其關(guān)鍵波形分別如圖2a和圖2b所示。

圖1 CLLLC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖2中，im和ir1分別為勵(lì)磁電感電流、一次側(cè)諧振電感電流；AB和CD分別為全橋逆變輸出電壓和全橋整流輸入電壓；gs1～gs8為開(kāi)關(guān)管Q1～Q8的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。在Buck模式下，開(kāi)關(guān)管Q1和Q4之間增加內(nèi)移相角1s，使Q4滯后于開(kāi)關(guān)管Q1。同理，開(kāi)關(guān)管Q1和開(kāi)關(guān)管Q5、Q8之間增加外移相角2s，使Q5、Q8滯后于開(kāi)關(guān)管Q1。在Boost模式下，開(kāi)關(guān)管Q5和Q8之間增加內(nèi)移相角1s，使Q8滯后于開(kāi)關(guān)管Q5；開(kāi)關(guān)管Q5和開(kāi)關(guān)管Q1、Q4之間增加外移相角2s，使Q1、Q4滯后于開(kāi)關(guān)管Q5。

半個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，變頻雙移相調(diào)制CLLLC變換器可分為三種運(yùn)行模態(tài)，其持續(xù)時(shí)間有如下關(guān)系

圖2 變頻雙移相調(diào)制CLLLC變換器的關(guān)鍵波形

式中，1、2、s分別為內(nèi)移相占空比、外移相占空比和開(kāi)關(guān)周期。

CLLLC變換器正向工作與反向工作的原理相同，此處只分析其正向工作原理。Buck模式CLLLC變換器的模態(tài)電路如圖3所示。

圖3 Buck模式下的模態(tài)電路

Buck模式CLLLC變換器存在三種模態(tài)，相應(yīng)的工作過(guò)程描述如下：

模態(tài)3 [2,3]：在2時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管Q5、Q8關(guān)斷，AB=0，CD=-o，r1與r1之和接近于o/2，勵(lì)磁電感兩端電壓為-o/2。該模態(tài)下r1和m的表達(dá)式分別為

Boost模式下的模態(tài)電路分析與Buck模式類(lèi)似，故不再贅述。

2 變換器特性分析

2.1 變頻雙移相調(diào)制增益分析

在模態(tài)1時(shí)，r1與r1之和接近于(in-o)/2，故1時(shí)刻r1的表達(dá)式為

一次側(cè)諧振電感電流r1在0和3=0+s/2時(shí)刻的值相反，其表達(dá)式為

將開(kāi)關(guān)管Q5關(guān)斷的時(shí)刻設(shè)為t，在t時(shí)刻，有r1()=m()。聯(lián)立式（9）～式（11）進(jìn)行化簡(jiǎn)可得

式中，的表達(dá)式如附錄式（A1）所示，且

因此，上述矩陣方程的解=-1。求解后可以得到4個(gè)變量r1(0)、r1(0)、r1(1)和o。電壓增益可以計(jì)算為

通過(guò)式（2）～式（8），計(jì)算一次、二次側(cè)諧振電感電流有效值r1_rms和r2_rms分別為

同理，在Boost模式下也可得到一個(gè)方程為

式中，如附錄式（A2）所示，且

為了研究占空比1、2和開(kāi)關(guān)頻率s(s=1/s)對(duì)電壓增益和諧振電感電流的影響，將不同的1、2和s代入式（12）、式（A1）、式（13）和式（17）、式（A2）、式（18），求解、r1_rms和r2_rms。通過(guò)Matlab查找r1_rms和r2_rms的最小值，擬合得到不同諧振狀態(tài)下1和2的關(guān)系。

變換器存在三種不同的諧振狀態(tài)，當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率s等于諧振頻率r時(shí)，變換器工作在準(zhǔn)諧振狀態(tài)；當(dāng)s＜r時(shí)，變換器工作在欠諧振狀態(tài)；當(dāng)s＞r時(shí)，變換器工作在過(guò)諧振狀態(tài)。圖4為在Buck模式下準(zhǔn)諧振時(shí)r1_rms、r2_rms與占空比1、2之間的關(guān)系。從圖4中可以看出，對(duì)于確定的1，r1_rms和r2_rms總是在2=0.51時(shí)得到最小值。在準(zhǔn)諧振狀態(tài)下，為了實(shí)現(xiàn)效率最高，應(yīng)取2=0.51。

圖4 準(zhǔn)諧振時(shí)ILr1_rms、ILr2_rms與占空比之間的關(guān)系

圖5顯示了Buck模式下欠諧振時(shí)r1_rms、r2_rms與1、2之間的關(guān)系。從圖5可以看出，對(duì)于確定的1，r2_rms在2=0.51-0.05時(shí)得到最小值。故在欠諧振狀態(tài)下，為了實(shí)現(xiàn)效率最高，應(yīng)取2= 0.51-0.05。

圖5 欠諧振時(shí)ILr1_rms、ILr2_rms與占空比之間的關(guān)系

圖6顯示了Buck模式下過(guò)諧振時(shí)r1_rms、r2_rms與1、2之間的關(guān)系。從圖6可以看出，對(duì)于確定的1，r2_rms在2=0.51+0.025時(shí)得到最小值。r1_rms在2＞0.51+0.025時(shí)得到最小值。在過(guò)諧振狀態(tài)下，為了實(shí)現(xiàn)效率最高，應(yīng)取2=0.51+0.025。

圖6 過(guò)諧振時(shí)ILr1_rms、ILr2_rms與占空比之間的關(guān)系

CLLLC變換器在不同頻率下的電壓增益如圖7所示。欠諧振情況下，增益隨著1增加而增加；對(duì)于確定的1，當(dāng)2增大時(shí)，電壓增益減小，可實(shí)現(xiàn)效率最高的電壓增益范圍為0.7～0.91。準(zhǔn)諧振情況下，隨著1增加而減小；對(duì)于確定的1，當(dāng)2增大時(shí)，先增大后減小，可實(shí)現(xiàn)效率最高的電壓增益范圍為0.58～1。過(guò)諧振情況下，增益隨著1增加而減小；對(duì)于確定的1，當(dāng)2增大時(shí)，增大，可實(shí)現(xiàn)效率最高的電壓增益范圍為0.46～0.87。

變頻雙移相調(diào)制CLLLC變換器是通過(guò)閉環(huán)控制內(nèi)移相角來(lái)實(shí)現(xiàn)目標(biāo)電壓，而外移相角對(duì)CLLLC變換器的ZVS性能和效率有很大影響。在Buck模式下，和1、s之間的關(guān)系如圖8所示。對(duì)于確定的1，當(dāng)s增大時(shí)，電壓增益先增大后減小。

圖7 不同頻率下電壓增益與占空比的關(guān)系

圖8 G與D1、fs的關(guān)系

為了實(shí)現(xiàn)效率最高，在不同的諧振狀態(tài)下擬合得到r1_rms和r2_rms為最小值時(shí)1、2之間的關(guān)系式，且在該關(guān)系式下，電壓增益范圍為0.46～1，可實(shí)現(xiàn)較寬范圍的降壓；相比于欠諧振和準(zhǔn)諧振情況，過(guò)諧振狀態(tài)下r2_rms的最小值更小，變換器效率更高。故在Buck模式下，為實(shí)現(xiàn)更高效率和更低增益，應(yīng)使變換器工作在過(guò)諧振狀態(tài)。

在Boost模式下，表1給出了不同諧振狀態(tài)下效率最高時(shí)的占空比關(guān)系式和電壓增益范圍。欠諧振狀態(tài)下，增益隨著1增加而減小；對(duì)于確定的1，當(dāng)2增大時(shí)，電壓增益增大，可實(shí)現(xiàn)效率最高的電壓增益范圍為1.25～1.4。準(zhǔn)諧振狀態(tài)下，增益隨著1增加而減小；對(duì)于確定的1，當(dāng)2增大時(shí)，電壓增益先增大后減小，電壓增益范圍為1～1.6。過(guò)諧振狀態(tài)下，電壓增益隨著1增加而增大；對(duì)于確定的1，當(dāng)2增大時(shí)，電壓增益減小，可實(shí)現(xiàn)效率最高的電壓增益范圍為1～1.2。

表1 Boost模式下占空比關(guān)系式以及電壓增益范圍

Tab.1 Phase shift angle relation and voltage gain range for Boost mode

為了實(shí)現(xiàn)最高效率，在不同的諧振狀態(tài)下擬合得到r1_rms和r2_rms為最小值時(shí)兩個(gè)占空比之間的關(guān)系式，且在該關(guān)系式下，電壓增益范圍為1～1.6，可實(shí)現(xiàn)較寬范圍的升壓；相比于欠諧振和過(guò)諧振狀態(tài)，準(zhǔn)諧振狀態(tài)下的電壓增益范圍最大，最大可達(dá)到1.6。故在Boost模式下，為實(shí)現(xiàn)更高效率和更高的增益，應(yīng)使變換器工作在準(zhǔn)諧振狀態(tài)。

2.2 軟開(kāi)關(guān)分析

為了實(shí)現(xiàn)Buck模式下所有開(kāi)關(guān)的軟開(kāi)關(guān)，首先要保證諧振電流的正負(fù)要求，r1需要在0～0+d死區(qū)期間為負(fù)，使Q1和Q4的輸出電容放電，在1～1+d期間為正，實(shí)現(xiàn)Q2和Q3的ZVS；r2需要在2～2+d期間為負(fù)，實(shí)現(xiàn)Q5～Q8的ZVS，故可以通過(guò)判斷在死區(qū)時(shí)間的開(kāi)始和結(jié)束時(shí)刻的諧振電流值來(lái)判斷ZVS區(qū)域。因此，實(shí)現(xiàn)ZVS的條件可以總結(jié)如式（19）。由于Boost模式的軟開(kāi)關(guān)條件與Buck模式類(lèi)似，故不在此詳述。

式中，oss1、oss2分別為一、二次側(cè)開(kāi)關(guān)管的輸出電容。

圖9為根據(jù)式（19）繪制出的不同頻率下的ZVS區(qū)域，其中圖9a～圖9c的左圖為Buck模式、右圖為Boost模式。從圖9a～9c的左圖可以看出，Buck模式下，準(zhǔn)諧振時(shí)ZVS區(qū)域分布在2=0.51附近。以2=0.51為分界線；欠諧振時(shí)，頻率越小，ZVS區(qū)域越向下移動(dòng)；過(guò)諧振時(shí)，頻率越大，ZVS區(qū)域越向上移動(dòng)。從圖9a～9c的右圖可以看出，Boost模式下，ZVS區(qū)域分布與Buck模式類(lèi)似，不再詳述。ZVS范圍總是分布在取得諧振電流最小值的占空比關(guān)系式附近，故變頻雙移相調(diào)制可以實(shí)現(xiàn)全頻率范圍軟開(kāi)關(guān)，同時(shí)獲得較高效率。

圖9 不同頻率下的軟開(kāi)關(guān)區(qū)域

3 損耗分析

變頻雙移相調(diào)制CLLLC變換器的損耗主要分為開(kāi)關(guān)管損耗、磁性元件損耗和輸出電容損耗。

1）開(kāi)關(guān)管損耗。開(kāi)關(guān)管一、二次側(cè)均實(shí)現(xiàn)ZVS，故不存在開(kāi)通損耗，因此，開(kāi)關(guān)管的主要損耗為導(dǎo)通損耗和關(guān)斷損耗。一次側(cè)開(kāi)關(guān)管的型號(hào)為C3M0065090D，二次側(cè)開(kāi)關(guān)管的型號(hào)為IRFB4332，開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通損耗可表示為

式中，dson1、dson2分別為一、二次側(cè)開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通電阻。開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷損耗表達(dá)式為

式中，off1、off2分別為一、二次側(cè)開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷時(shí)間。

2）磁性元件損耗。CLLLC變換器中的磁性元件包含變壓器和諧振電感，磁性元件的損耗主要包含繞組損耗和磁心損耗。磁性元件繞組損耗為

式中，dc1、dc2、dcp、dcs分別為一、二次側(cè)諧振電感和變壓器一、二次側(cè)的直流電阻；rp_rms、rs_rms分別為變壓器的一、二次電流有效值。通過(guò)Steinmetz公式計(jì)算電感的磁心損耗為

式中，e1、e2、eT分別為一、二次側(cè)諧振電感和變壓器磁心的有效體積；v為單位體積的磁心損耗；m為磁損系數(shù)；為工作頻率；ac為磁通變化量；、為磁心材料參數(shù)。

3）輸出電容損耗。輸出電容型號(hào)為EGD2GM151M35OT。電容損耗主要取決于其串聯(lián)等效電阻，其表達(dá)式為

式中，Iap_rms為輸出電容電流有效值；ap_ESR為輸出電容的串聯(lián)等效電阻。

綜上所述，當(dāng)CLLLC變換器的輸入電壓為300 V、輸出功率為400 W時(shí)，CLLLC變換器的效率為

式中，o為輸出功率。

不同負(fù)載情況下，CLLLC變換器的理論效率及損耗占比如圖10所示，由于輸出電容的損耗占比遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于1%，故在圖中沒(méi)有標(biāo)注。

圖10 CLLLC變換器的理論效率和損耗占比

4 變頻雙移相混合調(diào)制策略

圖11a、圖11b分別為變頻雙移相混合調(diào)制策略關(guān)鍵波形及框圖。由圖11可知，當(dāng)輸入電壓或者負(fù)載變化時(shí)，PI調(diào)節(jié)器的輸出fs發(fā)生變化；運(yùn)算電路通過(guò)fs計(jì)算得到內(nèi)移相函數(shù)=-fs+和外移相函數(shù)=-fs+，其中，、、均為常數(shù)；鋸齒波發(fā)生電路根據(jù)fs輸出指定頻率的鋸齒波saw；在saw的每一個(gè)周期起始時(shí)刻，鋸齒波電路輸出觸發(fā)信號(hào)c1；和通過(guò)比較器得到控制信號(hào)c2和c3；控制信號(hào)c2和c3與觸發(fā)信號(hào)c1通過(guò)驅(qū)動(dòng)電路生成開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)gs1～gs8，實(shí)現(xiàn)CLLLC變換器穩(wěn)定輸出。通過(guò)程序中添加條件語(yǔ)句，即可實(shí)現(xiàn)當(dāng)輸入電壓變化、變換器在Buck與Boost模式之間切換時(shí)，實(shí)現(xiàn)寬輸入電壓范圍內(nèi)所提控制策略的自適應(yīng)控制。

圖11 混合調(diào)制策略關(guān)鍵波形及框圖

5 實(shí)驗(yàn)分析

5.1 正向運(yùn)行實(shí)驗(yàn)分析

為了驗(yàn)證本文所提方法的可行性，采用表2所示的主要電路參數(shù)研制了相應(yīng)的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，并進(jìn)行正向運(yùn)行、反向運(yùn)行實(shí)驗(yàn)分析。變頻雙移相調(diào)制CLLLC變換器的控制器選用TMS320F280049，當(dāng)輸入電壓為300 V時(shí)，通過(guò)改變一次側(cè)開(kāi)關(guān)管的移相寄存器可實(shí)現(xiàn)一次側(cè)全橋內(nèi)部移相；當(dāng)輸入電壓為100 V時(shí)通過(guò)改變二次側(cè)開(kāi)關(guān)管的移相寄存器值可實(shí)現(xiàn)二次側(cè)全橋內(nèi)部移相。

表2 CLLLC變換器參數(shù)

Tab.2 CLLLC converter parameters

圖12分別給出了一次側(cè)諧振電感電流r1、Q1的驅(qū)動(dòng)信號(hào)gs1和兩端電壓ds1、Q4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)gs4和兩端電壓ds4、Q5的驅(qū)動(dòng)信號(hào)gs5和兩端電壓ds5以及Q8的驅(qū)動(dòng)信號(hào)gs8和兩端電壓ds8。從圖12可以看出，所有開(kāi)關(guān)管均實(shí)現(xiàn)ZVS。輸入電壓為100～300 V，電路仍能保持ZVS，實(shí)現(xiàn)了寬輸入電壓范圍軟開(kāi)關(guān)，與理論分析一致。

圖13給出了變換器輸入電壓分別為100 V、300 V的效率曲線。從圖13可以看出，輸出相同功率，輸入電壓為300 V時(shí)的效率比100 V時(shí)的效率更高，且在輸出功率為250 W時(shí)，變換器有最高的功率。相比于輸入電壓為100 V時(shí)，輸入電壓為300 V時(shí)的諧振電感電流應(yīng)力較小，開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通損耗以及磁性元件的繞組損耗較小，故效率較高，峰值效率為95.1%。

圖13 不同負(fù)載下的效率曲線

5.2 反向運(yùn)行實(shí)驗(yàn)分析

反向運(yùn)行時(shí)輸入電壓為28～84 V，輸出電壓為150 V。圖14a、圖14b分別為輸入電壓為28 V、84 V時(shí)變換器反向工作的穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形。圖14分別給出了r1，Q1、Q4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)gs1、gs4和兩端電壓ds1、ds4以及Q5、Q8的驅(qū)動(dòng)信號(hào)gs5、gs8和兩端電壓ds5、ds8。輸入電壓為28～84 V時(shí)，電路仍能保持ZVS，實(shí)現(xiàn)了寬輸入電壓范圍軟開(kāi)關(guān)，與理論分析一致。

圖14 反向工作時(shí)變換器的穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形

5.3 暫態(tài)實(shí)驗(yàn)分析

圖15a、圖15b分別為滿載-半載跳變暫態(tài)實(shí)驗(yàn)波形、半載-滿載跳變暫態(tài)實(shí)驗(yàn)波形。圖15分別給出了r1、輸出電壓交流量oAC和輸出電流o波形。從圖15a可以看出，滿載跳變到半載時(shí)，oAC上沖量為2.1 V，經(jīng)過(guò)6.7 ms重回穩(wěn)態(tài)；從圖15b可以看出，半載跳變到滿載時(shí)，oAC下沖量為3.2 V，經(jīng)過(guò)8 ms重回穩(wěn)態(tài)。

圖15 變換器的暫態(tài)實(shí)驗(yàn)波形

5.4 不同調(diào)制策略的對(duì)比

變頻單移相調(diào)制策略在增益大于1時(shí)采用變頻調(diào)制，增益小于1時(shí)采用移相調(diào)制。采用相同的實(shí)驗(yàn)參數(shù)，輸入電壓為100～200 V、輸出電壓為48 V的CLLLC變換器實(shí)驗(yàn)波形如圖16a和圖16b所示。為了進(jìn)行效率對(duì)比，采用相同的增益進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，變頻雙移相調(diào)制CLLLC變換器的實(shí)驗(yàn)波形如圖16c和圖16d所示。圖16a和圖16c均為輸入電壓100 V，可以看出，電感電流r1峰值分別為10 A和7 A左右。由圖16b和圖16d可以看出，電感電流r1峰值分別為10 A和6 A左右。

圖16 相同電壓增益下采用不同調(diào)制策略的實(shí)驗(yàn)波形

不同負(fù)載條件下的實(shí)驗(yàn)效率曲線如圖17所示。從圖17可以看出，在相同增益范圍和負(fù)載條件下，變頻雙移相調(diào)制的效率比變頻單移相調(diào)制的效率更高。相比于變頻單移相調(diào)制，變頻雙移相調(diào)制CLLLC變換器的諧振電感電流值變小，故繞組損耗、導(dǎo)通損耗均變小，但降壓時(shí)開(kāi)關(guān)頻率會(huì)增加，斷態(tài)損耗變化不定。但由圖10可知，斷態(tài)損耗占比較小，故影響較小。綜上所述，相比于變頻單移相調(diào)制，變頻雙移相調(diào)制的電壓增益范圍更寬且效率更高。

圖17 不同負(fù)載和調(diào)制策略下的效率曲線

6 結(jié)論

本文針對(duì)CLLLC變換器的變頻調(diào)制增益范圍有限、移相調(diào)制效率較低的問(wèn)題，提出了一種變頻雙移相調(diào)制方法，該方法可以在寬輸入電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)。采用時(shí)域分析法，求解了電壓增益和諧振電流有效值，分析了不同移相角和開(kāi)關(guān)頻率對(duì)電壓增益和諧振電流大小的影響。當(dāng)輸入電壓較高時(shí)，變換器工作在Buck模式，過(guò)諧振情況下能實(shí)現(xiàn)更高效率和更低增益；當(dāng)輸入電壓較低時(shí)，變換器工作在Boost模式，準(zhǔn)諧振情況下能實(shí)現(xiàn)更高效率和更高增益。采用變頻雙移相調(diào)制，變換器獲得3倍的電壓增益范圍且具有較高的效率，峰值效率為95.1%。

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Variable-Frequency Dual-Phase-Shift Modulation Strategy for CLLLC Converter with Wide Voltage Gain and High Efficiency

（School of Electrical Engineering Southwest Jiaotong University Chengdu 611756 China）

In the DC microgrid, a bidirectional isolated DC-DC converter with a wide range of input voltage is required to ensure the safety and efficiency of power conversion. The CLLLC converter was selected by discussing the advantages and disadvantages of various DC-DC converters. Aiming at the problem of large secondary switch loss and limited step-down range of variable-frequency phase-shift modulated CLLLC converter, this paper proposes a variable-frequency dual-phase-shift (VF-DPS) modulation strategy. The proposed VF-DPS modulation strategy can enhance the voltage gain and efficiency of the CLLLC converter by simultaneously adjusting the switching frequency, phase-shift angle in the primary side full bridge, and phase-shift angle between the primary and secondary sides.

The proposed strategy operates in two modes: the buck mode and the boost mode. In the buck mode, when the input voltage exceeds the rated input voltage, adjustments in the phase-shift angle in the primary side full bridge achieve a voltage gain of less than 1. In the boost mode, when the input voltage is below the rated input voltage, adjustments in the phase-shift angle in the secondary side full bridge result in a voltage gain greater than 1. According to these two modes, VF-DPS modulation is adopted for the CLLLC converter. The waveform shapes of the resonant inductor current and excitation inductor current are changed by VF-DPS modulation, achieving zero voltage switching (ZVS) for all switches. The modal analysis of the VF-DPS modulated CLLLC converter is conducted. Time domain analysis method is used to solve the voltage gain and resonant inductor current. Furthermore, the influence of different frequencies and phase-shift angles on the voltage gain and root mean square of the resonant inductor current is analyzed.

An experimental prototype was designed with an input voltage of 100～300 V and an output of 400 W/ 48V. The experiments tested the wide input range, working mode, soft switching, and efficiency of the CLLLC converter. The peak efficiency is 95.1% in the buck mode and 94.4% in the boost mode, confirming soft switching in both operating modes. The VF-DPS modulated CLLLC converter has a wider gain range and higher efficiency than the variable-frequency phase-shift modulation.

The proposed VF-DPS modulated CLLLC converter addresses challenges of wide switching frequency variations and ZVS losses in the wide input voltage of the variable-frequency modulated CLLLC converter and the phase-shift modulated CLLLC converter, respectively. The VF-DPS modulated CLLLC converter realizes the soft switching of all switches. Moreover, the converter achieves a voltage gain range of 3 times and a peak efficiency of 95.1%. Future research will focus on integrated magnetic design to further enhance efficiency and reduce the volume of the converter.

Variable-frequency dual-phase-shift modulation, wide input voltage, CLLLC converter, time domain analysis, zero voltage switching

國(guó)家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目（62271417）。

2023-02-09

2023-06-30

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.230147

TM46

周?chē)?guó)華 男，1983年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)殚_(kāi)關(guān)變換器調(diào)制與控制技術(shù)、數(shù)字控制技術(shù)、建模與穩(wěn)定性分析，電力電子技術(shù)在新能源發(fā)電系統(tǒng)中的應(yīng)用等。E-mail: ghzhou-swjtu@163.com（通信作者）

王 淇 女，1998年生，碩士研究生，主要研究方向?yàn)殡p向諧振型變換器。E-mail: wq_pece@163.com

（編輯 陳 誠(chéng)）