基于H橋驅動的空心杯電機控制研究

錢 兒, 孫耀程, 方文逸

(中國電子科技集團公司第二十一研究所,上海 200233)

0 引 言

空心杯直流有刷電機以其優異的響應特性,被廣泛應用于各類執行機構。這類執行機構一般需要對電機進行轉速及轉向的控制。直流有刷電機通過給定電壓進行轉速控制,通過供電正負極性進行轉向控制。在實際使用中,多采用H橋結合PWM調制完成對直流有刷電機的轉速及轉向控制。空心杯電機的特點是沒有傳統的轉子鐵心,線圈象杯子一樣,完全由導線繞制而成,轉子質量大幅降低,具備較小的機械常數及電氣常數。為了發揮空心杯電機的優勢,可以對H橋結合PWM調制的驅動模式進行比較分析,制定最優的控制方法。

1 H橋控制直流電機方式

H橋控制由4個功率器件組成,以4個N型MOS管為例,其主功率電路如圖1所示。其中Q1～Q4為4個N型MOS管,D1～D4為4個續流二極管。

圖1 H橋電路結構

當圖1中Q1和Q4開通、Q2和Q3關斷時,電流方向如圖2箭頭所示,從電源正極由Q1從左至右穿過電機,然后再經過Q4回來電源負極,在該流向的電流驅動下,電機將沿著正方向轉動。

同理可得,當圖1中Q1和Q4關斷、Q2和Q3開通時,電機反轉,電流方向如圖3所示。

圖2 正向電流示意圖

圖3 反向電流示意圖

在H橋驅動器的設計過程中需要注意兩點:第一點是避免兩個同側的MOS管出現同時導通的情況,這種情況會使兩個MOS管將電源正極和負極短接,電流直接穿過橋臂,達到最大值,瞬間損壞MOS管和電源;第二點是為了確保H橋兩個橋臂的高端MOS管可靠導通,需要設計自舉電路來滿足MOS管的驅動要求,設計方法可參照相關文獻[1-2]。

PWM脈寬調制是電子電力應用中非常重要和常用的一種控制技術,通過伏秒平衡,可以實現脈沖波形對連續參考波形進行等效,完成控制系統對變換器的控制輸出。

2 H橋驅動模式分析

通過Q1/Q4 與Q2/Q3 兩組MOS管導通邏輯的切換可以控制電機轉動,對旋轉方向和速度的調節可以通過控制信號的PWM斬波控制來實現。

電機的轉速主要通過調節占空比實現,占空比越大,施加在電機電樞上的平均電壓就越大,電機的轉速越高。實現占空比的PWM載波頻率一般設置在5～50 kHz之間。低頻率會到導致低轉速下噪聲較大,而頻率過高不僅考驗控制芯片的處理能力,也會增加MOS管的開關損耗,降低效率。

根據兩個橋臂、四個MOS管不同的PWM觸發機制,H橋空心杯直流有刷電機的驅動方式主要有三種控制模式:受限單極模式(PWM-OFF),單極模式(PWM單極互補),雙極模式(PWM雙極互補)[3-5]。

(1)受限單極模式(PWM-OFF)

如圖4所示,當Q2和Q3關斷時,Q4常開,Q1工作在PWM模式,電流方向如圖4箭頭所示,電機將沿著正方向轉動。同理,可分析圖4的反轉邏輯。

這種控制方法在H橋驅動電機正轉(或反轉)過程中,施加給電機的電壓極性是單一的。優點是電路結構和控制邏輯簡單明,缺點是電機不能產生反向力矩,不能有效抑制速度靜差,調速性能較差。

圖4 受限單極模式(PWM-OFF)

(2)單極模式(PWM單極互補)

如圖5所示,當Q3關斷時,Q4常開,Q1工作在PWM模式,Q2也工作在PWM模式,但是開關邏輯和Q1互補,電流方向如圖5箭頭所示,電機將沿著正方向轉動。同理,可分析圖5的反轉邏輯。

圖5 單極模式(PWM單極互補)

這種控制方法不同于上一種驅動模式,該方法在PWM上橋臂關斷,下橋臂導通的狀態下可以給自舉電路的電容進行充電,保證MOS管可靠導通。優點是起動快,工作可靠,占空比調節范圍寬泛。缺點是電機剎車過程中,速度接近零速是沒有制動力矩或力矩極小,動態性能略遜雙極模式。

(3)雙極模式(PWM雙極互補)

如圖6所示,當Q1～Q4均工作在PWM模式,其中,PWM1和PWM1N、PWM2和PWM2N是互補通道,PWM1和PWM2同開關周期,占空比相同,但是極性相反,因此H橋電路拓撲中處于對角線的兩個MOS管將同時導通,同時關斷。圖6箭頭所示為電機反轉時,為Q1Q4關斷、Q2Q3導通狀態下的電流方向。

圖6 雙極模式(PWM雙極互補)

不同于前兩種控制方式,該方法在H橋驅動電機正轉(或反轉)的過程中,施加給電機的電壓極性是正負交替的,因此可以產生正負轉矩,當占空比為50%時,施加給電機的平均電壓為0,電機停止;占空比大于50%時,電機正轉;占空比小于50%時,電機反轉。

該控制方式的優點是動態性能好,調速精度高,調速范圍寬,靜差小。缺點是控制電路復雜,電路開關損耗大,發熱比較嚴重。

3 計算與分析

如上所述,H橋對直流電機的PWM控制方式有三種,其中受限單極模式和單極模式的控制過程類同,統稱為單極模式,區別于雙極模式,本文主要對電機零速附近控制過程進行計算分析。在分析之前,作如下假設:驅動鏈路上的電子器件均為理想器件;PWM 斬波周期遠小于電機的時間常數;系統工作在準穩定工作狀態,電樞電流ia呈周期性脈動變化;電機轉速近似為零。

3.1 單極模式

對應圖4和圖7,在t1階段,Q1和Q4導通,電流經電源正極經Q1、電機、Q4回到電源負極。電樞回路方程:

(1)

式中:Ud為電源電壓;La為電樞電感;Ra為電樞電阻;Ea為反電動勢。

圖7 單極模式驅動過程示意圖

圖8 雙極模式驅動過程示意圖

在t2階段,電機繞組線圈產生的感應電動勢使得Q2的反向二極管D2導通,電流經電機負端經Q4、D2回到電機正端。電樞回路方程:

(2)

3.2 雙極模式

對應圖6和圖8,在t1階段,Q1和Q4導通,電流經電源正極經Q1、電機、Q4回到電源負極。電樞回路方程為式(1)。

在t2階段,Q3和Q2導通,電流經電源正極經Q3、電機、Q2回到電源負極。電樞回路方程:

(3)

式中:Ra=0.582 Ω,La=0.191 mH,Ud=50 V,PWM斬波周期為 20 μs。假設零速附近反電動勢為零,對式(1)～式(3)進行求解可得:在零速附近,若占空比為5%,單極模式電流ia最大值約為0.26 A ;若占空比為10%,ia最大值約為0.52 A ,ia增大較快,減小過程較為遲緩。雙極模式下,低速狀態,若占空比為55%,電流ia最大值約1.4 A,最小值約-1.16 A,峰峰值約2.56 A。顯然,雙極模式下的電流ia峰值較大,且處于快速交變的狀態。

4 測試對比

根據空心杯直流有刷電機的驅動控制原理,搭建一套基于全國產化設計的空心杯直流有刷電機驅動器[6-7],以國產高性能小型化嵌入式芯片GD32F103作為主控芯片[8-9],配合國產BUCK電源芯片、國產運放等其他元器件來實現電機控制和接口設計,功率器件采用低導通內阻的國產化MOSFET器件NCEP068N10 G結合FD2203 S預驅來實現電機驅動,導通壓降小,可以實現98%的電壓輸出比例指標。驅動器輸入電壓為50 V,可以實現最大電流15 A以上的輸出,最大功率達到750 W。實驗電機選用一臺MAXON 公司的空心杯有刷電機,電機電樞電阻為0.582 Ω,電樞電感為0.191 mH。驅動器實物與測試硬件平臺如圖9所示。

圖9 國產化空心杯直流有刷電機驅動器

(1)受限單極模式(PWM-OFF)測試波形

圖10為該模式下,10%的占空比信號和電機電樞電流波形。由于空心杯電機電樞電感較小,電機電樞電流增大過程較快,減小過程比較平緩。

圖10 受限單極模式10%占空比信號和電樞電流

圖11為95%占空比信號下自舉電容電壓、電機電樞電流以及MOS管柵極電壓的測試波形。顯然在占空比達到95%,自舉電容沒有充電回路的情況下,自舉電壓會快速降低,無法持續保持驅動能力。

圖11 受限單極模式95%占空比自舉電容電壓和電流

(2)單極模式(PWM單極互補)測試波形

在單極模式(PWM單極互補)模式下,10%占空比信號和電樞電流的波形如圖12所示。與受限單極模式波形相同。圖13為95%的占空比信號下,PWM信號與自舉電容電壓波形。在占空比達到95%的情況下,自舉電容電壓仍然保持穩定,滿足驅動MOS管要求的水平,H橋可按照占空比信號向電機施加電壓,產生連續的電樞電流。

圖12 PWM單極互補模式10%占空比信號和電樞電流

圖13 PWM單極互補模式95%占空比信號和自舉電容電壓

(3)雙極模式(PWM雙極互補)測試波形

圖14為雙極模式下的占空比信號和電機電樞電流波形。占空比信號模擬電機起動與低速的工作狀態,為55%的正向和45%反向。顯然,電流波形波動較大,該模式下,由于空心杯電機電樞電感較小的特殊電氣特性,使得控制過程中電樞電流的增降幅度較大,且快速交變,這樣會導致電機轉矩脈動大且穩定性較差,起動與低速噪聲大,因此該控制方式并不適用于空心杯電機的H橋驅動控制。

圖14 PWM雙極互補模式占空比信號和電樞電流

5 結 語

本文介紹了H橋常用的三種控制方式,結合空心杯電機特殊的電氣性能,對三種控制方式下空心杯電機的低速控制過程進行分析,設計全國產化的硬件平臺的空心杯電機驅動器,并通過實驗對比三種不同模式下H橋驅動空心杯電機的驅動效果,經過對比分析,確定單邊PWM調試方式是最適用于的空心杯電機控制的驅動方式。