基于超級電容的智能電能表長壽命后備電源設計

王學信,鄭小平,謝正權,王亮,熊寵巍,龍志進

(1．威勝信息技術股份有限公司,長沙 410205; 2.威勝集團有限公司,長沙 410205;3.湖南晟和電源科技有限公司,長沙 410205)

0 引 言

在智慧城市和智能電網建設中,智能電能表發揮了重要的作用,為了實時獲取電能信息,越來越多的智能電能表集成了遠程通信模塊(HPLC、WiFi、ZigBee、Wi-SUN、LoRaWAN、NB-IoT、GPRS等),向服務平臺提供實時信息,并完成供電服務商和用電客戶的數據交互和服務響應。當發生突然斷電情況時,智能表后備電源需有足夠電能以確保其持續工作一段時間,以便智能表向主站上報服務中斷信息,或保留人機接口交互能力,以及時進行故障處理,同時便于智能表將緩存區的關鍵過程數據保存到存儲器。

完全停電狀態下的通信工作所需的電能和功率,遠遠超出了電能表的“掉電存數”和“停電顯示”的能量,因此選擇超級電容(super capacitor)作為儲能備用電源是比較好的實現方法[1],但超級電容是電化學材料制造的元件,使用中對環境溫度和電壓非常敏感,設計不當將加速損害其工作壽命,從而不能保證智能電能表可靠工作16年(國家電網2020年電能表企業技術標準[2])要求,文章針對超級電容特點,結合國際同行的經驗,分析壽命計算方法,并提出一種設計方案,及進行方案驗證。

關于超級電容在儀表方面的應用,國內外已有些研究成果,可參見文獻[3-7],其中文獻[3]針對電能表電池欠壓問題,用更小的扣式電池加超級電容對電能表進行了重新設計,但沒有在業界普及應用;文獻[4]分析了超級電容的電性能和不同標準的差異,并分析了智能電能表和水表的電能需求與超級電容提供電能的可行性,但沒有具體方法;文獻[5]介紹了超級電容行業的最新發展,特別是電動汽車對高功率密度的需求推動了超級電容的進步并帶動了在智能儀表上的應用;文獻[6-7]以制造商的市場敏感性,介紹了物聯網蓬勃發展時代,超級電容在智能儀表應用的新趨勢,但沒有介紹壽命案例。

文章以國內電能表工作壽命達16年的新要求,分析超級電容的壽命影響因素和解決方案,達到了既能保證電能表斷電后的遠程通信需求,又能從設計角度保證超級電容與電能表整機的工作壽命同步。

1 超級電容的16年工作壽命設計

隨著綠色能源、節能減排、電動汽車和移動消費電子產品產業的蓬勃發展[7-8],對功率型儲能元件的需求越來越多,極大地推動了超級電容制造技術的進步,超級電容又稱為電化學雙層電容器(EDLC),工作溫度范圍一般為-25 ℃ ～85 ℃,單位容量(比容量)優于電解電容,功率密度(比功率)優于鋰電池,循環充放電次數一般為50萬次,優于鋰電池的5 000次,而且綠色環保。超級電容的最大問題是單體額定最大工作電壓目前只能做到3 V,一般要通過串并聯來滿足工業應用,例如,在智能電能表上應用,通過兩個10 F/3 V的電容串聯并充電到5 V,放電至3.6 V,則所能獲得的理論電能為：

(1)

若通信模塊需要的供電功率為3.6 V/400 mA,上述儲能所能提供的最大通信時間為：

(2)

通常一次通信的時間不超過0.5 s,可見所儲能的能量足夠使用。

如果電能表的MCU在停電狀態下工作在3 V/20 μA,停電顯示數據時需要3 V/4 mA的供電,依據式(1)的推算,可以顯示大約40 min,基于此優勢用超級電容取代表計內大量使用的鋰電池,將成為大勢所趨。

合理設計使用超級電容,是保證其工作壽命與整機壽命同步的關鍵,國際工業界對超級電容的壽命估計主要有3條規則[1,4,9]：

1)電容容值在使用后下降到初始值的70%,或等效串聯電阻增加一倍,則認為電容失效;

2)電容使用的環境溫度每降低10 ℃壽命增加一倍;

3)電容工作電壓每降低0.2 V壽命增加一倍。

以國際廠商Maxwell的BCAP0010系列[7,10-11]超級電容產品(品牌標識：Ultra Capacitor)為例進行設計計算說明,其它品牌基本類似[12-13]。產品說明書中給出的常溫和高溫下的壽命估值指標為：10年(UR=3V、25 ℃)、2 000 h(UR=3V、 65 ℃),顯然即使在常溫下也達不到16年壽命要求,只能依據規則3進行電壓降額使用,如兩個最高極限電壓為UR=3 V的電容串聯并充電至5 V,即每個電容電壓為2.5 V,由式(3)知降壓設計可將10年壽命延長至55.6年,即5.66倍。依據規則2,由式(4)、式(5)可反算出16年壽命的平均環境溫度：T=43 ℃,可見常溫工作條件下有壽命余量。

(3)

(4)

(5)

由式(6)、式(7)反算65 ℃下2 000 h壽命參數下的16年壽命平均工作溫度為28.7 ℃,可見高溫環境對電容的壽命影響較大。

(6)

T=28.7 ℃

(7)

由以上分析可見,用25 ℃ 常溫指標參數條件推算的電壓降額設計可以在43 ℃ 環境以下達到壽命要求,用65 ℃ 高溫指標參數條件推算的電壓溫度降額設計可以在28.7 ℃ 環境溫度下達到16年壽命要求。由于中國電能表采用了IEC國際標準,即標準規定為室內用儀表,計量準確度參比溫度為23 ℃,為此電能表的安裝有相應的表箱和遮陽要求[2],除個別場合外年平均溫度不會長期超過28 ℃,因此通過串聯實現電壓降額設計,可以實現16年設計壽命。

2 確保設計壽命的電路設計

超級電容的最高極限電壓有3V[13]或2.7 V等規格,而通信模塊一般要求4V以上的直流供電,為此可以采用兩個以上超級電容串聯,或一個電容加DC/DC升壓集成電路的辦法[1]來滿足通信模塊要求,但對大量使用的電能表來說,兩個電容串聯更加符合低成本要求,下面主要討論串聯電路設計。

盡管電容的品牌、標稱容值和生產批次都相同,但它們之間還是有±15%～±20%的容差[10,13]以及5 mΩ的直流等效串聯電阻值(ESRDC)偏差,串聯工作時將造成電容電壓不相等,從而影響其壽命。若假定標稱值為C,C1=90%C,C2=130%C,串聯充電后最大的電壓比則為：

(8)

對于輸出為5 V的電路,由下式計算可知,UC1已超出了降額電壓(2.5 V)設計要求,并有加速偏小容值電容(C1)因過壓而提前失效的后果。

(9)

UC2=5-2.955=2.045(V)

(10)

為此,要在串聯電容上施加保護電路。

2.1 常見的電容保護電路

一般使用的保護方案有[1]：

1)電容上并聯分壓電阻,見圖 1,由于RC值很大,只適合超慢速充電和平衡電容漏電流造成的壓差,故此方案常作為錯誤案例。

圖1 電阻平衡電路

2)電容上并聯穩壓二極管,見圖2,但由于穩壓二極管的溫度特性差,標稱穩壓值誤差大,批量生產的篩選成本很高,不宜在量產中使用。

圖2 穩壓管平衡電路

3)運算放大器構成電壓平分電路,見圖3。這是一種有源主動式電壓平衡管理,需要給運算放大器提供電源,運放的功耗、高成本和復雜性也不太適合電能表要求[14-15]。

圖3 運算放大器平衡電路

這里推薦一種比較適合智能電能表的設計,其核心元器件是內置2.5V電壓基準源的可控精密穩壓源TL431[16]。

2.2 電能表應用的5V充電保護電路

最簡單的辦法是用5 V電源直接對串聯電容充電,只要5 V電源在中斷后不會倒流形成電容放電回路和儲能能量損失即可。相關電路如圖4所示,圖4中V1為5 V充電電源,D1用來阻止電容電流向電源倒流,節點Chg為5 V充電電壓,兩個TL431以2.5 V穩壓模式與電容并聯提供限壓保護,其串聯的N-MOSFET開關管(AO6408)用來阻止電容在非充電階段通過TL431 漏電,以便延長儲能待機時間;R2電阻用來控制N-MOSFET在充電時開通,掉電時關斷。

圖4 5V電源充電電路原理圖

若設C1=9 F,C2=13 F,由式(7)可知,UC1為2.955 V,C1的電壓超出了設計壽命要求。

N-MOSFET阻斷電容通過TL431漏電的延長待機時間效果可用模擬電路Spice仿真軟件進行對比分析,如設置C1/C2的初始電壓為2.5 V,電容自放電電流為20 μA,用Spice測量指令測量電路輸出電壓從5 V下降至3.6 V的時間(. meas TRAN DisChgTime WHENV(out1) =3.6 V;),可得到有/無MOSFET情況下的漏電時間為86.17 h和9.28 h,兩者相差9倍,可見MOSFET的關鍵作用。同樣,也可用指令測量出D1的平均漏電電流為2.56 μA,TL431為190 μA。

2.3 電能表應用的12V充電保護電路

由于5 V電源一般是電能表的主電源,出于整機功耗的上限標準要求,電源設計往往沒有多余的輸出功率,較大的充電電流可引起輸出電壓瞬間跌落,從而導致MCU復位或程序出錯故障,通常可以采用電能表中常用的12 V輔助電源進行充電設計,其參考電路如圖5所示。

其中V1為12 V充電電源,Q1、U3、R1～R5構成了5 V輸出穩壓電路,二極管(D1)、增加的MOSFET開關管(M3)同樣是防止儲能電容在充電電源中斷后通過穩壓電路漏電。

圖5 推薦的實用電路

在充電過程中,先由R2驅動Q1三極管基極導通充電,充電至4 V左右時,開始由U1控制,最后達到接近5 V時徹底關斷Q1三極管,使充電電路的靜態功耗降低為零。

TL431作為穩壓電路的閉環控制核心,其反饋信號由R3、R4串聯分壓電阻獲得,其計算公式為：

(11)

可以初步確定R3=R4=200 kΩ,再用Spice仿真進行模擬運行,最后確定R4為248 kΩ。

以上兩個電路充分利用了TL431集成電路的電壓精確性和確定性,克服了一般穩壓二極管的缺點,電路也十分簡潔。

3 推薦電路的仿真、實測驗證與電路特點

3.1 仿真驗證

圖5電路的充電電壓、電流波形仿真輸出如圖6～圖8所示。Spice仿真軟件為LTspice?[17-18]。

由圖 6、圖 7可見小電容C2先充滿至2.5 V,其電流降至0 mA以下,并中斷了C1的充電回路,大電容C1繼續通過并聯在C2的TL431回路完成充電(見圖8)。

為了檢驗電路的極限工作能力,將電容初始電壓設置為0 V：.icV(out1,out2)=0V(out2)=0。

相關仿真Spice設置指令為：仿真時間500 s和零初始參數：.tran 0 500 startup。

圖6 電容充電電壓波形

圖7 12 V電容充電電流波形

圖8 TL431充電續流波形

圖9為電容的Spice軟件的等效電路模型,因是低頻電路可不考慮串聯電感(Lser)因素。對于只給出自放電電流(ILeakage)的產品,可使用右半圖模型。

圖9 電容的Spice等效電路圖

圖10為TL431的符號圖和原理示意圖,當把檢測端(REF)和陰極端(CATHODE)直接短接后,就可實現2.500 V的精密穩壓管功能,因其在陰陽兩極電壓為1 V～2.5 V時陰極有IK=0～400 μA的電流,故要防止電容通過其漏電。

圖10 TL431圖標、等效原理圖

TL431的Spice模型可依據元件說明書提供的等效電路[16](見圖 11)編制,并要用所用模型模擬說明書中的元件性能測試電路,輸出圖形和數據與說明書吻合時才能放心使用。

圖11 TL431詳細原理圖

3.2 實驗驗證

實測電路如圖4所示,兩個超級電容的標稱值分別為10 F、13.3 F,測試儀表為Fluke F17B萬用表和橫河DGAWA DLM2024示波器,測試和分析如下。樣機和測試結果如圖12所示。

圖12 漏電流測試

圖12為驗證MOSFET(M1,AO6408)管對U1(TL431)的漏電阻斷能力。操作過程為電容充滿電后切斷充電電源,查驗串聯在TL431回路中的萬用表電流顯值是否為0 μA。測試結果達到了預期結果。

圖13、圖14為電容充電電壓、電流波形,其中,小電容的充電時長為151 s,大電容的充電時長為235 s,圖 15為充電時間從151 s-235 s之間由TL431為大電容提供充電回路的電流波形。波形顯示充電過程電壓值小于等于2.5 V,續流回路也可達到預期結果。

3.3 電路特點

從以上電路原理分析和仿真、實驗結果可知,兩個超級電容串聯組成5 F/5 V的儲能電源電路具有如下特點：

1)確保電容壽命不受過電壓損害。U1、U2精密穩壓源(2.5 V)不僅在充電過程中確保電容不過壓(小于2.5 V),而且可以作為補充充電回路,即在小容值電容率先充滿到2.5 V后,向偏大容值電容提供充電回路直至其充滿。

2)充滿后自動進入浮充狀態,可隨時補充電容自放電丟失的電能。選擇合適的充電限流電阻R1(圖 4)和穩壓電路輸出電壓(圖5),能應對長期運行后不斷增大的電容漏電流,且不增加整機電源損耗。

3)無損儲能。在充電電源中斷后,MOSFET開關切斷了U1～U3的0.33 mA放電回路,保證了電容儲能沒有漏電回路。這一功能的好處是可以提供更長的儲能電源待機時間。目前有不少國家的電能表技術條件要求停電后48 h待機后依舊能夠提供10 s的數據通信能力,而國內裝表位置比較密集,排隊通信也應需要這樣的待機功能。

4)可擴展性。文章僅針對電能表的應用需要進行了兩個電容的串聯分析,而在數據采集終端設計中一般要串聯5～6個電容到12 V電壓,只要相應增加相同的保護電路即可實現。

圖13 充電過程電容電壓波形

圖14 充電過程電容電流波形

圖15 充電過程TL431(U1)續流波形

4 結束語

文章針對國家電網和南方電網公司智能電能表壽命達16年的新技術要求,通過電容理論壽命計算、設計電路仿真和實驗驗證,證明了“高選低用”是確保16年壽命的唯一辦法,即選3 V規格不選2.7 V并只用到2.5 V;同時給出了串聯電容下實現每個電容工作電壓穩定在2.5 V的電路和仿真結果,證明了用串聯實現降額的可行性,對市電供電的智能互聯儀表設備的備用電源設計具有一定的借鑒意義。

微功耗電路的設計難點在于電路測試和驗證,而采用Spice模擬電路仿真工具,在驗證元器件Spice模型正確的基礎上,可對電路的每個節點進行電壓、電流波形觀察,元器件瞬時功率觀測,不僅可找出能量漏損點,并可指導元器件的選型,防止設計細節上的失誤,提高設計成功率。