基于移相補償的兩相交錯并聯LLC均流技術

羅 松

（黑龍江科技大學電氣與控制工程學院，黑龍江 哈爾濱 150000）

在兩相交錯并聯LLC 中，諧振元件參數差異會導致變換器輸出電流不均，使用時需要對其采取均流措施。文獻[1]在其中一相的諧振回路中增加一個耦合電感，并將其作為虛擬電壓源，通過移相調節虛擬電壓源的大小，調節由諧振參數不同引起的電壓差異，從而達到均流目的，但輔助繞組會增加系統的效率和成本。文獻[2]利用磁集成將諧振電感耦合在一個磁性元件，減少了磁性元件的數量，但是相間的交錯角固定為180°，電流紋波抑制效果不好。文獻[3]通過在整流側加入有源開關構成混合整流器，并通過調節有源開關的導通角來補償電壓增益，從而實現兩相輸出均流，但該方案成本高、控制難度大。還有研究人員在相間引入開關電感匹配相鄰相的阻抗網絡，從而平衡諧振腔諧振參數以實現輸出均流，但該方案控制復雜，還會增加開關電感損耗。

該文提出了一種基于移相補償和交錯角抑制電流紋波的交錯并聯均流方案，該方案不會增加任何輔助電路或元件，而是通過移相控制和交錯角控制來實現均流和紋波抑制，控制簡單，經濟性良好，具有較高的實用性。

1 交錯并聯LLC 諧振變換器

1.1 拓撲結構

基于移相補償的兩相交錯并聯LLC 功率拓撲電路結構如圖1所示。

圖1 全橋LLC 交錯并聯主拓撲

理想情況下，交錯并聯兩相的諧振參數完全一致，即Lr1=Lr2，Lm1=Lm2，Cr1=Cr2。此時并聯兩相輸出不存在電流不均勻現象，負載電流等于單相輸出電流的2 倍。其有2個諧振點，分別出現在諧振腔發生串聯諧振和串并聯諧振時。2 個諧振點表達式如公式（1）、公式（2）所示。

式中：fr、fm分別為串聯諧振頻率和串并聯諧振頻率。

諧振變換器的開關頻率用f表示，根據f與2 個諧振頻率的關系，可分為f

1.2 工作原理

理論上，f=fr時，Ir近似正弦波，變壓器二次側整流二極管流過的電流處于臨界狀態。

此時諧振腔阻抗阻抗最小，變換器的效率達到最大值。因此，設計諧振變換器的額定功率時，開關頻率取諧振點頻率。該文以欠諧振狀態為例分析兩相交錯并聯LLC變換器輸出電流的產生過程。A 相與B 相之間驅動脈沖信號交錯角度為90°，在這2 個條件下兩相交錯并聯LLC 諧振變換器的工作波形如圖2所示。其中，在一個諧振周期內，輸出電流波形由16 個狀態總的4 個電流變化過程組成，該文主要分析t0～t4的狀態變化過程，其他3 段電流變化分析與其類似。

圖2 兩相交錯并聯LLC 變換器工作波形

t0～t1：在t0時刻，A 相進入死區，C1、C4放電，C2、C3充電；在t1時刻，B 相Cr2向Lr2釋放能量，VD6、VD7導通，原邊向副邊傳遞能量。

t1～t2：在t1時刻，A 相C1、C4完成放電，此時諧振電流經S1、S4體二極管形成閉合回路，勵磁電感Lm1不與其他2 個諧振元件形成串并聯網絡，兩端電壓被輸出電壓鉗位，能量經變壓器T1向副邊傳輸，諧振電流及勵磁電流正向增大。B 相狀態與上一時間段相同。

t2～t3：在t2時刻，S1、S4實現ZVS，T1二次側整流二極管VD1、VD4因兩端承受電壓大于其開通閾值電壓而導通，能量經變壓器向副邊傳遞；在t3時刻，B 相諧振電流與勵磁電流呈同方向、同變化率增長，勵磁電感參與諧振，諧振電感Lm2擺脫鉗位，二次側整流二極管關斷。

t3～t4：A 相與上一工作狀態相同，勵磁電感處于被輸出電壓鉗位的狀態，變壓器T1進行功率傳遞；在t3時刻，B 相不向向負載傳遞能量，T2二次側整流二極管電流自然降為零關斷，實現ZCS，該過程一直持續到S6、S7關斷進入死區。

從圖2 可以明顯看出，兩相交錯并聯LLC 諧振變換器濾波之前的輸出電流紋波因加入了固定90°交錯角而遠小于單相LLC 諧振變換器輸出濾波之前的輸出電流紋波，由此可以說明，交錯并聯LLC 諧振變換器比單相LLC 諧振變換器更適用于大功率和低壓大電流場合。

2 控制策略

基于所提方案的工作原理，該文設計出相應的系統控制框圖，如圖3所示，包括4個控制環，分別為電壓環、均流環、電流紋波抑制環和切相控制。其中，電壓環控制輸出電壓保持穩定，對系統輸出電壓Vo進行采樣，將采樣得到的輸出電壓乘以電壓增益系數后與期望輸出電壓Vref做差，其誤差值經過PI 調節后進行PI值限幅，最后將限幅后的PI值輸入壓控振蕩器VCO。VCO 負責將輸出電壓控制信號轉換成頻率信號fs。均流環將兩相輸出電流的誤差經PI 調節器得到電流控制信號Iop，移相控制器根據Iop計算出電壓增益高的一相LLC 諧振變換器需要移相的角度β。電流紋波抑制環利用移相角β計算出兩相之間的脈沖交錯角α。交錯角與移相角的關系式如公式（3）、公式（4）所示。

圖3 基于移相補償的兩相交錯并聯LLC 均流控制框圖

式中：γ為勵磁電感一起參與諧振時的諧振角度。

在輕載的情況下可以使用切相控制，以單相LLC變換器工作降低開關損耗及磁性元件損耗，提高運行效率。

3 仿真驗證

為了驗證提出的基于移相補償的兩相交錯并聯LLC 均流控制策略的可行性，該文搭建了兩相交錯并聯LLC 諧振變換器的Simulink 仿真模型，變換器理論諧振頻率范圍為70kHz～150kHz，諧振頻為100kHz。實際使用中，兩相的諧振參數不可能完全等于理論設計，因此設置仿真諧振參數時，A 相諧振參數整體比理論參數低5%，B 相諧振參數整體比理論值高5%。接下來將從單加移相控制和移相控制、交錯角控制的2 種工作情況進行仿真分析，仿真波形如圖4、圖5所示。

圖4 僅加入移相控制

圖5 加入移相控制與交錯角控制

從圖4 可以看出，在兩相諧振參數存在偏差的情況下加入移相控制后，兩相輸出電流近似相同。從圖5可以明顯看出，加入移相控制及交錯角控制后，在輸出均流的條件下，輸出電流紋波比未加交錯角控制時明顯變小。綜上所述，該方案在實現輸出均流的同時具有較好的電流紋波抑制率，在大功率、高效和高功率密度場合具有不錯的應用前景。

4 結論

該文針對因交錯并聯相諧振元件參數不一致導致的輸出電流不均衡問題，提出了運用移相控制兩相交錯并聯LLC 來實現輸出電流均流及動態調節相間交錯角抑制電流紋波的均流控制方案。在理論分析的基礎上，仿真驗證了移相能有效使電壓增益大的一相變小，通過移相兩相輸出功率平衡和交錯角在電流紋波抑制方面的有效性，在不增加額外電路和控制難度的基礎上，提高了變換器的功率密度和系統效率，在大功率及低壓大電流場合具有較高的實用價值。