基于聲表面波延遲線的相位解調(diào)器設(shè)計(jì)

鄭澤漁,黃 松,陳正林

(1.中國電子科技集團(tuán)公司第二十六研究所,重慶 400060;2.西北大學(xué) 信息科學(xué)與技術(shù)學(xué)院,陜西 西安 710127)

0 引言

物聯(lián)網(wǎng) (IoT) 是由嵌入傳感器、軟件、硬件等設(shè)備組成的網(wǎng)絡(luò)。為了解決能源問題,能量收集和無線電力傳輸已被應(yīng)用于延長物聯(lián)網(wǎng)設(shè)備的有限壽命。基于無線電波反向散射的通信被提議用于低功率物聯(lián)網(wǎng)設(shè)備,因其可利用環(huán)境中已有的射頻信號(如Wi-Fi, LoRa等)通信,而無需物聯(lián)網(wǎng)設(shè)備自身產(chǎn)生高頻載波,所以能量需求低且部署成本低[1-9]。在此條件下,現(xiàn)有的反向散射通信系統(tǒng)只具備低功耗的包絡(luò)檢波功能,用于下行通信與同步,嚴(yán)重限制了系統(tǒng)的應(yīng)用。本文提出了一種基于聲表面波延遲線的相位解調(diào)器,使低功耗設(shè)備具有相位解調(diào)的能力。

1 解調(diào)器原理

相移鍵控通過信號的相位信息傳輸數(shù)字信號,而信號的幅度和頻率保持不變。以BPSK調(diào)制為例,BPSK將載波信號的初始相位調(diào)制為0和π以表示0、1信息。解調(diào)方框圖如圖1所示。解調(diào)時(shí),BPSK一般采用相干解調(diào)法,利用混頻器將與BPSK信號同頻同相的相干載波和BPSK信號相乘,最后得到載波信號的相位信息。整個(gè)解調(diào)過程中需要產(chǎn)生相干載波信號并進(jìn)行載波同步,一般利用鎖相環(huán)等高功耗器件提取載波并進(jìn)行相位同步。然而低能量需求和低制造成本的IoT節(jié)點(diǎn)不會配置這些器件。典型的反向散射系統(tǒng)一般只有一個(gè)簡單的檢波電路,所以無法進(jìn)行相位解調(diào)。

圖1 解調(diào)方框圖

為了在低功耗設(shè)備上實(shí)現(xiàn)相位解調(diào),則需將調(diào)相轉(zhuǎn)化為調(diào)幅信號。恒幅、同頻信號可以利用相干干涉將信號的相位變化轉(zhuǎn)化為信號的幅度變化。如圖2所示,兩信號A1、A2存在相位差Δφ,因此,這兩個(gè)信號之和的幅度(A)與Δφ有關(guān)。

圖2 信號合成向量圖

假設(shè)接收到的BPSK信號為S(t),得到延遲信號為S(t-t1),利用原信號與延遲信號的相對相位差即可實(shí)現(xiàn)對BPSK信號的解調(diào)。假設(shè)接收信號S(t)為

S(t)=e-j[2πft+φ(t)]

(1)

延遲信號S(t-t1)為

S(t-t1)=e-j[2πf(t-t1)+φ(t-t1)]

(2)

相位差為

Δφ=2πft1+φ(t)-φ(t-t1)

(3)

其中:

(4)

和信號的絕對幅度變化不僅受疊加信號間相位差的影響,同時(shí)也受延遲時(shí)間t1的影響。

對于BPSK調(diào)制信號,由于調(diào)制符號的相位有0和π兩種,當(dāng)延遲時(shí)間t1=1/f(其中f為符號速率)時(shí),不同時(shí)刻t(0

A(包絡(luò)幅度與瞬時(shí)信號的幅值變化)與疊加信號S(t)、S(t-τ)的相位差有關(guān)。設(shè)S(t)和S(t-τ)的相位差Δφ為

Δφ=2πfτ+φ(t)-φ(t-τ)

(5)

式中:2πfτ為延遲帶來的固定相位差;φ(t)為t時(shí)刻對應(yīng)符號的相位。

利用相位差使合成信號的幅度變化,并以此判斷原始信號的調(diào)制相位,如圖3所示。由圖可看出,以信號S(t)為時(shí)間基準(zhǔn),假設(shè)延遲時(shí)間τ

圖3 延遲相加

設(shè)S(t)的調(diào)制相位為mi∈{ω1,ω2,…,ωn},其調(diào)制序列為M={m1,m2,…,mn},則:

1) 當(dāng)0

2) 當(dāng)(T-τ)

3) 在T

為實(shí)現(xiàn)解調(diào),對于任意mi-mi-1(mi≠mi-1)或mi+1-mi(mi+1≠mi)都必須有不同的Δφ(0<Δφ<π),其對應(yīng)合成信號的幅度也不同。

根據(jù)上述結(jié)論對BPSK調(diào)制做如下分析:BPSK調(diào)制相位為mi∈{0,π},?|mi-mj|=0或π,即對于任意時(shí)刻φ(t)-φ(t-τ)為0或π時(shí),信號S(t)和S(t-τ)存在Δφ1=2πfτ和Δφ2=2πfτ+π(0<Δφ≤π)兩種相位差。為了實(shí)現(xiàn)最好的解碼效果,需使Δφ1=π,Δφ2=0。這兩種相位差下的幅度差值最大,解調(diào)效果最好,此時(shí)τ=1/2f(τ=f/2或τ=1/(2f))。當(dāng)τ=1/4f(τ=f/4或是τ=1/(4f))時(shí),兩相位差相同,不能實(shí)現(xiàn)解調(diào)。圖4為仿真結(jié)果。表1為兩種相位差下的信號幅度。由表可知,根據(jù)幅度與Δφ間的關(guān)系即可解調(diào)。

圖4 仿真結(jié)果

表1 兩種相位差下的信號幅度

2 延遲線方案

實(shí)現(xiàn)解調(diào)器設(shè)計(jì)需要一個(gè)能夠產(chǎn)生延遲信號的器件,本文采用聲表面波(SAW)延遲線實(shí)現(xiàn)延遲功能[10]。SAW延遲線由壓電基片和在其表面設(shè)置的2個(gè)IDT組成,如圖5所示。圖中,IDT1將電信號轉(zhuǎn)換為聲波信號,傳播路程L,再由IDT2完成聲電轉(zhuǎn)換。由于聲音信號在介質(zhì)中的傳播速度遠(yuǎn)小于電磁波的傳播速度,由此可以實(shí)現(xiàn)時(shí)間的延遲,其主要指標(biāo)如表2所示。

圖5 延遲線結(jié)構(gòu)圖

表2 延遲線指標(biāo)

3 解調(diào)電路設(shè)計(jì)

整個(gè)解調(diào)電路的結(jié)構(gòu)示意圖如圖6所示。為了減小延遲信號的能量損耗,解調(diào)電路采用雙接收天線。一路信號通過延遲線產(chǎn)生延遲信號,為了均衡兩路信號,使和信號的效果達(dá)到最佳,在延遲線的前端接一個(gè)功放,用于補(bǔ)償延遲線對于輸入信號的衰減。在其后端接一個(gè)兩等分功率分配器,用于合并原信號和延遲信號。通過包絡(luò)檢波器提取基帶信號,最后利用抽樣判決器得到解調(diào)信號,實(shí)現(xiàn)調(diào)相信號的解調(diào)。

圖6 解調(diào)電路結(jié)構(gòu)圖

4 實(shí)驗(yàn)與結(jié)果分析

圖7、8是延遲線的測試結(jié)果。延遲線在頻率2.695～3 GHz內(nèi)的延遲時(shí)間可達(dá)到1 μs,延遲時(shí)間誤差小于11 ns,滿足解調(diào)所需的延遲時(shí)間。理論上,基于延遲線的延遲相加方法可以實(shí)現(xiàn)相位調(diào)制速率大于500 kHz的解調(diào)。

圖7 延遲時(shí)間

圖8 插入損耗

圖9是延遲信號與原信號經(jīng)合路器疊加后的實(shí)驗(yàn)測試結(jié)果。該實(shí)驗(yàn)中發(fā)送端采用BPSK對信息1,1,-1,1進(jìn)行調(diào)制,調(diào)制速率為500 kHz,延遲線的延遲時(shí)間為1 μs。由圖可見,解調(diào)器的延遲信號與原信號經(jīng)合路器疊加后的結(jié)果符合理論。

圖9 原信號與延遲信號疊加的測試結(jié)果

5 結(jié)束語

本文設(shè)計(jì)了一種基于聲表面波延遲線的相位解調(diào)器,延遲線實(shí)現(xiàn)了頻率2.695～3 GHz內(nèi)1 μs的延遲時(shí)間;在此基礎(chǔ)上,設(shè)計(jì)了一個(gè)低功耗的解調(diào)電路,實(shí)現(xiàn)了對采用BPSK調(diào)制的、調(diào)制速率為500 kHz和1 MHz的信號的解調(diào)。理論上,通過調(diào)整延遲線的延遲時(shí)間可實(shí)現(xiàn)任意速率的調(diào)相信號解調(diào)。利用信號前后兩個(gè)符號的相位差可將調(diào)相信號轉(zhuǎn)化為調(diào)幅信號,接收端無需進(jìn)行復(fù)雜的去載波操作即可實(shí)現(xiàn)相位解調(diào)。這有望用于低功耗的無線電波反向散射的下行通信,具有良好的應(yīng)用前景。