新型兩單元逆變器的調制策略及其功率均衡方法

胡文華, 陳卓凡, 丁文斌

(華東交通大學 電氣與自動化工程學院, 江西 南昌 330013)

0 引言

隨著近年來新能源發電的蓬勃發展[1,2],電力行業對多電平逆變器的需求也不斷提高,多電平逆變器廣泛應用于無功補償、中壓大功率傳動及光伏并網等領域[3-5],它具有輸出電平數多、輸出波形質量高、開關管電壓應力低且易于模塊化等優點.

傳統的多電平逆變器主要分為飛跨電容型(Flying Capacitor,FC)逆變器[6]、二極管箝位型(Neutral Point Clamped,NPC)逆變器[7]以及級聯H 橋型(Cascaded H-Bridge,CHB)逆變器[8]三類.對于FC逆變器,其主要缺點在于隨著輸出電平數的增加,FC逆變器需要增加大量的電容且需要對其進行電壓均衡控制[9].同樣NPC逆變器也具有箝位二極管隨著電平數增加而大量增加的缺點,且其還需保證分壓電容能夠對輸出電壓進行平均分配[10].與FC逆變器、NPC逆變器相比,CHB逆變器不存在上述問題且具有易于模塊化,能夠增加逆變器輸出的電平數,提高輸出波形質量的優點,對提高逆變器的輸出功率以及降低輸出電壓波形的諧波含量具有顯著優勢[11].但傳統CHB逆變器需要大量的直流電壓源以及用于控制電路通斷的IGBT模塊,這阻礙了CHB逆變器的實際應用,因此有必要對傳統CHB逆變器的拓撲進行改進優化,在減少開關器件的同時增加輸出的電平數[12].

作為多電平逆變器領域的關鍵一環,調制方法的選擇決定了輸出電能的質量與系統的效率,多電平逆變器的調制方法根據開關頻率的不同分為高頻調制、低頻調制與混合型調制三類.高頻調制主要包括載波移相PWM(PS-PWM)[13]、載波移幅PWM(LS-PWM)[14]與空間矢量PWM(SVPWM)[15]三類, PS-PWM調制各級聯單元間能夠實現功率均衡,但開關損耗較大,LS-PWM 調制具有較好的諧波特性,但存在各單元之間輸出功率不均衡的問題,SVPWM調制由于調制策略復雜而使用范圍受限.

為了解決以上弊端,目前研究的方向是對傳統多電平逆變器拓撲結構進行改進和創新并提出與之相對應的調制策略,提高逆變器的輸出性能.文獻[16]在傳統級聯H橋逆變器的基礎上提出了一種新型調制策略,但該調制策略存在各輸出單元之間功率不均衡的問題.文獻[17]解決了兩級聯單元功率均衡的問題,但是其輸出電壓波形質量較差.文獻[18]對多電平逆變器使用了SHEPWM調制策略,實現了功率均衡,但此調制策略在輸出電平數增加時計算量也隨之增加,不適用于輸出電平數較多的場合.文獻[19]提出了一種改進型逆變器拓撲,相較傳統級聯H橋逆變器減少了開關器件數,但不足之處在于開關器件數量仍然過多.文獻[20]進一步提出了一種新型逆變器拓撲,但存在輸出電平數不夠多,輸出電壓波形質量不夠高等問題.文獻[21]對文獻[20]的研究進行了拓展,增加了輸出電平數,但與之對應的是直流電源數量的增加,直流電源的增加將直接導致成本的增加.

本文兼顧考慮使用較少開關器件輸出更多電平數與各輸出單元之間功率均衡等優勢,針對傳統級聯H橋逆變器進行改進,提出了一種新型的不對稱級聯八開關十三電平逆變器,能夠在使用較少開關器件的同時輸出更多的電平.同時根據不對稱級聯八開關逆變器的特點提出了一種與之相匹配的改進POD-PWM功率均衡調制策略,在實現兩輸出單元之間功率均衡的同時實現了倍頻調制,提高了輸出電壓波形質量.

1 逆變器拓撲結構

本文所提出的八開關逆變器的單個逆變器單元拓撲結構如圖1所示,它由兩個不對稱的直流電壓源以及八個IGBT(S1-S8)組成,其中S1-S4四個開關管構成了一個H橋,控制電路輸出電壓的正負,開關管S5-S8用以控制輸出電壓的大小,以輸出不同電平的電壓.該拓撲由直流電壓比為1∶2的兩直流電源及八個開關管構成,相較傳統H橋逆變器在輸出相同電平的情況下既減少了開關數量又保證了輸出電能的質量.

圖1 單個逆變器單元的拓撲結構

表1給出了單個逆變器單元的輸出電壓及其對應的開關狀態,其中“1”狀態代表開關管處于導通狀態,“0”狀態代表開關管處于關閉狀態.由表1可知,當開關S1、S4導通時,逆變器輸出電壓為正,開關S2、S3導通時,逆變器輸出電壓為負,當S1、S3或S2、S4導通時,逆變器輸出零電平.通過對其余四個開關管進行控制,可以輸出±3E、±2E、±E以及0共七種電平.

表1 單個級聯單元輸出電壓及對應的開關狀態

圖2為基于前文所提出的單個逆變器單元的拓撲結構的拓展,將兩個相同的八開關逆變器單元級聯,得到兩單元八開關十三電平逆變器.在圖2中,單元1的輸出電壓為u1,單元2的輸出電壓為u2,級聯后輸出的相電壓為u0,級聯后輸出相電壓滿足以下方程式:

u0=u1+u2

(1)

式(1)中:單元1和單元2分別能輸出±3E、±2E、±E以及0共七種電平,故級聯單元所能夠輸出的電平為±6、±5、±4、±3、±2、±1以及0共13種電平.相較單個逆變器單元輸出的7電平,兩單元逆變器能夠輸出更多電平,得益于輸出電平數的提高,輸出電壓總諧波失真(THD)也得到了降低.

圖2 兩單元逆變器拓撲結構

2 逆變器調制策略及功率均衡方法

2.1 兩單元逆變器調制策略

本文針對所提兩單元逆變器拓撲,采用了一種改進的正負反相層疊脈沖寬度調制(POD-PWM)策略,相較目前得到廣泛應用的載波移幅PWM(LS-PWM)調制策略,本文所提POD-PWM調制策略在同樣輸出十三電平的時候,所需載波數量由十二個下降為六個,降低了調制實現難度.將調制波vr與三角載波相比較得到6個PWM脈沖信號,同時定義一個方波脈沖信號g,周期為T,前半周期輸出高電平,后半周期輸出低電平.對所得信號進行二次邏輯組合,從而得到每個開關所期望得到的觸發脈沖.調制波vr的幅值為Am,頻率為fm,數學表達式可以表示為:

vr=Am|sin(2πfmt)|

(2)

在圖3中,vcr1與vcr1-反向排列且與vcr2和vcr3同向排列,vcr1-與vcr2-和vcr3-同向排列,將調制波vr與載波相比較,單個載波峰值為Acr,載波頻率為fcr,故調制度ma為:

(3)

頻率調制因數mf為:

(4)

圖3 兩單元逆變器調制原理

在圖3中,當調制波vr≥vcr1,vr≥vcr2,vr≥vcr3時,脈沖信號分別為a,b,c;調制波vr≥vcr1-,vr≥vcr2-,vr≥vcr3-時,所得脈沖信號分別設為d,e,f.將邏輯信號a-f與方波脈沖信號g進行二次邏輯組合,得第一單元開關管的驅動信號表達式為:

(5)

第二單元開關管的驅動信號表達式為:

(6)

2.2 兩單元逆變器功率均衡方法

由于兩單元逆變器的兩級聯單元串聯,故流過兩級聯單元的電流i相同,兩級聯單元的輸出功率P1、P2的表達式為:

(7)

由式(7)可知,級聯單元的輸出功率P1,P2與其輸出電壓u1,u2有關,而兩級聯單元一周期內的輸出電壓并不相同,輸出功率不均衡將導致其中一級聯單元輸出功率過大,減少使用壽命,故有必要對其進行功率均衡.

圖4為本文針對改進的POD-PWM調制提出的一種新型的功率均衡方法,旨在通過交換兩級聯單元負半周期的載波c1與c2達到功率均衡.

圖4 兩單元逆變器功率均衡方法

由圖3所示的逆變器未功率均衡時各開關的開關狀態可知,在對開關S12與S22、S14與S24的負半周期觸發信號進行交換后,新組成的波形相較之前并無變化,故無需交換以上信號的負半周期觸發信號,僅需交換其余12個開關管的觸發信號,得功率均衡后第一單元開關管的驅動信號表達式為:

(8)

第二單元開關管的驅動信號表達式為:

(9)

(10)

通過對兩級聯單元輸出電壓u1與u2的負半周期進行交換,能夠在保證輸出相電壓不變的情況下使兩級聯單元在一周期內輸出功率相同,實現兩級聯單元間的功率均衡.

3 仿真分析

為驗證前文所提出的調制原理及功率均衡方法的可行性,本文對兩單元級聯八開關逆變器采用Matlab2018b/Simulink進行仿真驗證,對功率均衡方法下調制度ma分別為0.3、0.6、0.9時的輸出電壓波形、各單元輸出功率及輸出電壓頻譜進行分析,所設置的參數如表2所示.

改進POD-PWM調制策略在調制度分別為0.3、0.6與0.9時各單元輸出電壓波形如圖5所示.由圖5可知,輸出相電壓u0在調制度m分別為0.3、0.6、0.9時,輸出電平數分別為五電平、九電平及十三電平,逆變器輸出的電平數隨著調制度m的提高而提高.

表2 仿真參數

圖5 改進POD-PWM調制策略各單元輸出電壓波形

圖6為級聯八開關逆變器在功率均衡調制策略下調制度m分別為0.3、0.6、0.9時各單元輸出電壓波形.由圖6可知,使用功率均衡方法后,交換第一與第二單元負半周期的輸出電壓,逆變器的輸出相電壓與未進行功率均衡時輸出相電壓相同.

圖6 功率均衡調制策略各單元輸出電壓波形

改進POD-PWM調制策略下各單元的輸出功率波形如圖7所示.在改進POD-PWM調制策略下,逆變器兩單元輸出功率P1、P2功率并不均衡,且調制度m越低功率越不均衡,故有必要對其進行功率均衡調制.

圖7 改進POD-PWM調制策略各單元輸出功率波形

圖8為進行功率均衡調制后兩單元逆變器的兩級聯單元輸出功率的波形.該調制策略通過交換兩級聯單元負半周期的輸出電壓達到使兩單元負半周期功率互換的目的,從而使兩單元的輸出功率達到均衡.

圖8 功率均衡調制策略下各單元輸出功率波形

改進POD-PWM調制策略下輸出相電壓頻譜分析如圖9所示.在改進POD-PWM調制策略下,隨著調制度的增大,逆變器輸出相電壓的基波幅值也隨之增大,使逆變器輸出相電壓的總諧波失真(THD)得到了顯著降低,輸出電能質量也隨著調制度的增加而增加.

功率均衡調制策略下逆變器輸出相電壓的頻譜如圖10所示.在調制度相同的情況下,功率均衡調制策略下逆變器輸出相電壓的基波幅值及總諧波失真與改進POD-PWM調制策略基本相同,最高次諧波均集中在10 kHz附近,且諧波均分布于載波頻率的2n(n=1,2,…)倍附近,實現了倍頻調制,具有較為良好的諧波特性.

圖9 改進POD-PWM調制策略下輸出相電壓頻譜分析

圖10 功率均衡調制策略下輸出相電壓頻譜分析

4 實驗結果與分析

為進一步對本文所論述的級聯八開關逆變器功率均衡方法的正確性及可行性進行驗證,通過搭建級聯八開關逆變器實驗樣機,在調制度分別為0.6及0.9的情況下測試其輸出波形及對試驗樣機進行動態性能實驗.實驗平臺搭建如圖11所示,具體實驗參數如表3所示.

本實驗采用DSP+FPGA控制器對級聯八開關逆變器試驗樣機進行控制,八開關逆變器單元直流側所接電源分別為12 V的直流電源E1與24 V的直流電源E2.將兩八開關逆變器單元級聯,交流側接阻感性負載,分別在不同調制度下對兩單元逆變器進行控制,并使用示波器對實驗所得輸出波形進行記錄與收集.

圖11 兩單元逆變器實驗平臺

表3 實驗參數

4.1 穩態實驗結果分析

圖12為逆變器在調制度m=0.9時各級聯單元的輸出電壓波形及逆變器輸出相電壓波形與頻譜分布圖.通過將圖12(a)中兩級聯單元輸出電壓進行疊加得到圖12(b)中輸出相電壓的十三電平階梯波.由圖12(b)所示的uAN的頻譜分布圖可知,逆變器輸出相電壓的諧波主要分布于載波頻率fcr=4 kHz的2n(n=1,2,…)倍附近,達到了倍頻調制的目的,降低了輸出相電壓的THD值,與仿真研究所得頻譜分布相同.

m=0.9時,兩單元級聯逆變器各單元輸出電壓、電流及功率波形圖如圖13所示.由圖13可知,當m=0.9時,通過對兩單元輸出平均功率進行測量,測得其兩單元輸出功率P1與P2分別為57.32 W和58.44 W,其比值P1∶P2=1∶1.02.故在m=0.9時,兩單元級聯逆變器兩級聯單元基本達到功率均衡.

圖12 功率均衡后輸出電壓波形及相電壓頻譜分布圖(m=0.9)

圖13 功率均衡后逆變器各單元輸出功率波形(m=0.9)

圖14為兩單元級聯八開關逆變器在調制度m=0.6時各級聯單元輸出電壓及逆變器輸出相電壓波形與頻譜圖.由圖14可知,在調制度m為0.6時,逆變器輸出相電壓uAN為九電平階梯波,相電壓頻譜圖同樣滿足倍頻調制.

圖14 功率均衡后輸出電壓波形及相電壓頻譜分布圖(m=0.6)

調制度m=0.6時逆變器各單元輸出電壓電流及功率波形如圖15所示.通過對兩單元輸出平均功率進行測量,測得兩單元輸出功率P1與P2分別為25.23 W和25.46 W,其比值P1∶P2=1∶0.99.故在m=0.6時,兩單元級聯逆變器的兩級聯單元之間基本達到功率均衡.

圖15 逆變器各單元輸出功率波形(m=0.6)

4.2 動態實驗結果分析

為驗證本文所提出的兩單元十三電平逆變器在調制度與負載發生變化的其動態性能,對逆變器進行實驗以研究其動態性能變化.

圖16為對調制度m進行控制時兩單元逆變器輸出相電壓、相電流的波形圖.由圖16可知,當調制度發生變化時,逆變器輸出電平數能夠較好的在m=0.6時的九電平與m=0.9時的十三電平之間進行切換,輸出相電流的幅值隨調制度的增大而增大.

逆變器運行時負載發生變化時的輸出波形如圖17所示.逆變器負載由阻感性負載(R=20 Ω,L=4 mH)變換為阻性負載(R=20 Ω),兩單元逆變器的輸出電壓較變換之前幾乎沒有變化,輸出電流由變換之前的正弦波迅速變換為階梯波.

圖16 調制度變化時輸出波形

圖17 負載變化時輸出波形

5 結論

本文提出了一種新型級聯兩單元十三電平逆變器拓撲,單個級聯單元直流電壓比為1∶2,能夠輸出十三電平的電壓,并針對所提拓撲提出一種改進型POD-PWM倍頻調制策略,減少了逆變器輸出低次諧波的含量,改善了輸出電能質量.針對兩單元輸出功率不均衡的現象,在改進POD-PWM調制策略的基礎上,交換兩級聯單元負半周期開關驅動信號,實現了一個周期內兩級聯單元間的功率均衡.