基于諧振逆變電路的納米晶材料高頻測量系統研究

龐艦，李琳，張希蔚，丁杰

(華北電力大學 新能源電力系統國家重點實驗室，北京 102206)

0 引 言

磁性材料作為傳輸電能的核心部件，廣泛用于制作變壓器、電機鐵心。掌握鐵心的磁化與損耗性能是變壓器和電機設計的重要環節，也是提高變壓器整體效率的基礎[1-2]。納米晶材料憑借其具有高初始磁導率，高飽和磁感應強度，較低的高頻損耗，低矯頑力等特點，成為了一種擁有較高科研價值和極大商業前景的新型軟磁材料[3-5]。在高頻激勵下該材料表現出優異的磁性能，利用其代替傳統的硅鋼片制作高頻變壓器鐵心，能夠很好的改善變壓器的高頻性能，同時還能減小變壓器的體積，使得電力電子設備向小型輕量化發展。

磁滯回線是反應軟磁材料磁化與損耗性能的重要特征，也是計算材料磁滯損耗的依據。目前針對軟磁材料磁滯回線的測量方法包括磁片測量法和磁環測量法。磁片測量法分為單片測量和疊片測量。單片測量主要有單片測試儀法(SST)，疊片測量的代表方法是愛伯斯坦方圈法[6-7]。為了觀察材料的矢量磁特性，在SST的基礎上產生了二維結構的旋轉單片測試儀(RSST)，旨在通過對材料旋轉磁特性的研究，更好地揭示材料磁性能，為挑選適合電機設備的鐵心材料提供參考[8-10]。基于二維的測試平臺，誕生了空間三個軸向對稱的三維測量平臺[11-12]，反饋控制和諧波補償等功能也添加到測量平臺中[13]。納米晶材料單片和磁環的磁性區別主要體現在制備過程中對材料進行的熱處理，磁環材料在冷卻過程中會引入內應力。由于材料的磁致伸縮程度和有效磁路長度成比例變化，材料中的內應力會導致材料磁性能的下降，所以磁環樣品不應過大且橫截面上磁密分布應盡量均勻。磁環測量方法包括霍爾法等直接測量法和RC積分法等間接測量法[14]。有根據神經網絡對動態磁滯損耗進行建模計算的啟發式磁滯回線測量方法[15]，有利用Matlab對電網合閘磁滯回線進行仿真的測量方法[16]。磁環磁滯回線測量平臺通常包括函數信號發生器，功率放大器，電壓測量探頭和示波器等幾個部分[17]。測量用功率放大器受儀器本身帶寬、功率限制，一臺額定功率200 W的功率放大器，放大的正弦波最高頻率一般不超過20 kHz，方波頻率最大值在1 kHz～2 kHz范圍內。帶寬約束是限制磁性材料測量頻率的主要原因。

基于實驗室條件下使用功放測量磁環的條件限制，文中以推挽式諧振逆變電路能夠補償功率損耗的特點為基礎，通過對相應的磁性材料測量平臺做出改進[18-19]，將平臺用于納米晶材料的高頻測量。實驗平臺能通過調整電路中諧振電感和電容元件來調整諧振頻率，對高頻切換的開關管提供電壓補償，降低開關管損耗，實現高頻逆變輸出，使磁滯回線測量擺脫儀器設備帶寬限制。具有功率傳輸效率高，逆變波形穩定準確的特點。使用PSCAD進行逆變電路仿真，搭建了測量系統實測了10 kHz下25*20*10 mm的納米晶磁環的磁滯回線。通過小功率情況下的對比實驗證明了平臺具有較高測量精度。平臺使用可調電阻調節輸出電壓，利于在實驗室條件下觀測磁滯回線隨磁通密度的變化趨勢。該測量方法實現電壓逆變的原理突破了使用功率放大器會受自身帶寬約束的問題，只要搭配功率足夠的電源以及合適的負載，對小尺寸的環狀樣品也能進行高頻磁特性測量。

1 測量原理

1.1 測量電路

根據文獻[19]推挽諧振逆變電路軟磁測量平臺的結構搭建了高頻納米晶磁環測量平臺，電路原理圖如圖1所示。文獻[19]中的測量平臺在直流電壓輸入端接入一個DC斬波電路，作用是調整輸入電壓的幅值。由于目前使用的數字直流電源都能設置電壓大小，故在新的測量平臺中不再沿用這一設計。新平臺使用皮爾森線圈測量鐵心的原邊電流，代替舊有平臺使用采樣電阻計算原邊電流的方法，這一方法由于采樣電壓和計算電流的相位差會導致測量誤差而廣為詬病[20]。

圖1 測量納米晶磁環的電路原理圖

圖1電路的輸入端接直流電壓源，輸出端接一個電阻值范圍在1 kΩ～10 kΩ的可調電阻用來調節輸出電壓。通常情況下電路輸出的是正弦波，可以在輸出端添加施密特觸發器或遲滯比較器將逆變波形調整為方波，通過改進能模仿復雜工況下的勵磁波形并對磁環進行測量。

使用可編程DSP2812開發板提供開關管柵極的驅動信號，能夠準確地控制逆變波形的頻率。DSP2812開發板的工作頻率與測試磁環需要的正弦波頻率相一致，兩路DSP驅動的幅值相等，相位相反。設置相對于導通時間能夠忽略不計的短時序作為死區時間，保證不會出現兩個MOS管同時導通的狀態。文獻[19]的測量平臺電路是將諧振回路中的輸出信號通過反相器得到兩組互補的方波，用作控制MOS管的信號。缺點是只能通過改變諧振電路元件的方式對頻率進行粗調，輸出波形頻率難以控制，這一點在高頻測量時尤為明顯，不適合針對納米晶等材料進行測量。電路部分實驗裝置如圖2所示。

圖2 逆變電路部分的實驗裝置

搭建的實驗平臺輸出功率為30 W，改變諧振電路中補償電容C1和C2的大小，降低開關管在切換過程中的損耗能提高平臺的輸出功率。受開關管功率損耗影響，平臺輸出電壓最高幅值不超過500 V[19]。直流源輸入電壓和平臺輸出的逆變電壓有效值的大小關系如式(1)所示：

(1)

式中Vin是直流源輸入電壓(V)；Vout是平臺輸出電壓的有效值(V)。

當電路開關管在切換工作狀態過程中產生的額外損耗最小時，輸入電壓和逆變電壓的波形如圖3所示。

圖3 逆變電壓與輸入電壓波形

直流源的輸入電壓、電流有效值與交流輸出電壓、電流的關系為：

VinIL=VoutIRL

(2)

式中IL是直流源的輸入電流(A)；IRL是平臺輸出電流的有效值(A)。

推挽電路的兩個開關管在一個周期內交替導通，各占半個周期，在任何工作狀況下都只有一個開關管導通。回路中開關管數量的增加將會導致能量利用率的明顯下降。此外，兩個開關管采用的是共地接線，簡化了電路的設計[21]。電路中諧振回路由電容C、電感L1、電感L2和電容C1或者C2中的一個構成。計算諧振頻率應當減去每半個諧振周期中開關管同時閉合的死區時間，諧振頻率的計算公式為：

(3)

式中ton為MOS管開通的時間；T為MOS管工作周期。實驗中的待測樣品是納米晶磁環，式(3)的諧振頻率計算公式可以化簡為：

(4)

式中Lm為待測磁環的電感值。如果待測磁環的電感值小于諧振回路中的電感值，那么對諧振頻率的影響可以忽略不記[19]。若諧振頻率在1 kHz～10 kHz之間，選擇合適的電容C參數，可以將式(3)中時間常數化簡掉。

由式(3)可以看出，該電路可以通過調節諧振回路中電感或電容的數值來調節電路諧振頻率。電路的調頻方式是通過替換不同參數的電容C來實現的，當測量平臺輸出頻率為10 kHz的正弦波時，使用的諧振電容C的數值為1 μF，在不改變其他元件的條件下，使用大小為4 μF的諧振電容C，平臺可以輸出頻率為5 kHz的正弦波。通過選取不同的電容值能實現1 kHz～10 kHz的頻率調節。實驗中MOS管選用C2M0080120D，諧振電感L1和L2選擇PE-51508，電感L是IHB5EB561K，諧振電容C1和C2選用的是FA22C0G2W683JNU6，電容選用薄膜電容。

在開關管關閉的死區時間里，對地電容C1和C2會完成充電,并會在進入下一個諧振周期之前放電，在開關元件切換的瞬間改變開關管上的電壓波形。電容放電使開關元件可以在電壓過零的瞬間實現開通或者關斷(ZVS)，降低開關管工作狀態切換上的損耗。推挽諧振逆變電路的頻率與開關頻率的關系為：當諧振頻率高于開關管的開斷頻率時，逆變器的工作狀態為零電壓切換；當開關管的開斷頻率高于諧振頻率時，開關頻率仍為設定好的開關管工作頻率，但是開關管還沒有到達零電壓的狀態就會切換，不是零電壓切換。圖4為使用PSCAD對測試平臺電路進行仿真的原理圖和逆變波形圖。

1.2 磁環測量方法

待測樣品原邊和副邊的繞線分別纏繞在磁環兩側，繞線之間不交叉或重疊。磁環原邊使用皮爾森線圈(電流檢測探頭)來采集原邊電流，磁環副邊空載以減少不必要的損耗，并使用高壓差分探頭采集副邊電壓。

圖4 PSCAD仿真圖

根據安培定律，通過原邊電流計算得出磁場：

N1I1=Hl

(5)

式中N1為原邊繞組匝數；I1為原邊電流(A)；H為磁場強度(A/m)；l為待測樣品的磁路長度(m)。

根據法拉第電磁感應定律，可以通過電壓積分求得副邊磁通密度：

(6)

式中N2為副邊繞組匝數；S為待測磁環截面積(m2)；u(t)為副邊的感應電壓(V)。

2 實驗結果

對型號為1K107B的納米晶磁環進行磁滯回線和損耗的測量，磁環的尺寸為：25*20*10(mm)。激勵信號為10 kHz的正弦波。將測量所得的電壓和電流波形曲線顯示在Tek示波器上，如圖5所示。繪制出如圖6的磁滯回線，計算得到的損耗如表1所示。

將10 kHz正弦波勵磁條件下的實驗結果與圖7中函數信號發生器搭配NF4502型功率放大器的測量平臺在同樣條件下得出的波形結果進行對比，結果見圖8。

其中功率放大器測得磁環的損耗為9.626 8 W/kg，推挽諧振逆變電路的測量結果誤差為3.3%，可見搭建的實驗平臺具有較高的測量精度。

圖5 最大磁通密度為0.7 T下待測樣品的波形

圖6 最大磁通密度為0.2 T，0.7 T和1.2 T的納米晶磁環磁滯回線

表1 不同磁通密度下25*20*10(mm)納米晶磁環在10 kHz正弦波勵磁下的損耗

圖7 功率放大器測量平臺

圖8 最大磁通密度為0.7 T的磁滯回線

3 用可調電阻調整輸出電壓

推挽諧振振蕩電路的相關研究表明，當電路負載不連接磁環而是純電阻負載時，在高頻諧振條件下，通過調節負載的電阻值能夠有效調節電路的輸出電壓，逆變電路的輸出電壓值與電路中電容值C1以及負載電阻RL值呈正相關，只要調整電路的電容和電阻的參數，就可以升高或者降低逆變電路的輸出電壓。

磁環測量平臺的負載通常是以待測磁環電感為主的感性負載。文中搭建的測量平臺在保證待測磁環準確測量的前提下，使用可調電阻調節逆變電路輸出電壓，即針對電感負載的調壓。使用皮爾森線圈進行電流采樣，不引入額外的測量誤差。實驗證明，可調電阻的大小與磁環感應電壓波形的幅值呈負相關性，圖9為勵磁電壓為10 V時感應電壓隨可調電阻的變化關系。從示波器繪制的李薩如圖形上可以清晰地觀察到可調電阻變化對測量結果的影響。圖10為隨著可調電阻從200 Ω～0變化，磁滯回線的圖形變化。

圖9 感應電壓幅值隨可調電阻的變化關系

圖10 可調電阻阻值從200 Ω逐漸減小到0的磁滯回線變化圖

電阻阻值在0～5 Ω之間，示波器得出的李薩如圖形出現明顯的畸變，不利于示波器采樣。當可調電阻無限接近于0時，波形將受到明顯的50 Hz工頻信號的干擾，這是由于整個電路都是由無功元件構成所導致的。如果可調電阻的阻值過大，根據式(7)，施加的勵磁電壓功率很大一部分消耗在了可調電阻上，會導致測量平臺工作效率降低。

(7)

式中RL為可調電阻阻值(Ω)；PL是測量過程中可調電阻產生的損耗(W)。以25*20*10(mm)的納米晶磁環為例，保證磁滯回線圖像不失真的可調電阻臨界值與勵磁電壓的關系見圖11。

圖11 電阻臨界值與勵磁電壓大小關系

圖11得出的線性關系符合式(5)對于勵磁電流的計算結果。一般的磁環測量平臺在測量過程中需預先設定好輸入電壓，如果要調節勵磁電壓大小，涉及到信號發生器和功放設備也要進行調整。通過調節電阻值來調節輸出電壓的方式簡化了測量過程且足夠安全。平臺具備靈活調節輸出電壓的特點，對觀察磁滯回線的變化趨勢有一定幫助。

4 結束語

(1)針對傳統磁性材料測量平臺受儀器帶寬和容量限制的情況，提出一種DSP驅動的諧振推挽逆變電路測量系統，用來測量納米晶磁環的磁滯回線和損耗。經過仿真電路的驗證搭建了功率為30 W的實物測量平臺，與傳統方法的結果進行對比證明了平臺具有較高精確度；

(2)文中所研制的測試系統只需要調整諧振元件參數和開關管工作頻率就能調節逆變波形的頻率，改變可調電阻就能調整輸出電壓的大小，精確觀測磁滯回線隨勵磁電壓變化的趨勢。提出的上述方法可為后續磁滯回線模擬測量等工作提供參考，且避免了之前的測量方法的諸多不足；

(3)基于測量電路自身結構特點，測量過程中不再受到儀器測量帶寬的限制，在同樣功率條件下能對小尺寸樣品進行高頻測量，圍繞這一平臺提升測量能力后具有很大工程使用前景。搭配施密特觸發器或遲滯比較器進行工作，電路能輸出方波信號，對于更加復雜工況下的磁滯回線測量能通過進一步改進電路來實現。