基于復(fù)合控制算法的車載充電機(jī)諧波抑制研究

陳 麗, 王淑旺, 洪義平

(合肥工業(yè)大學(xué) 機(jī)械工程學(xué)院,安徽 合肥 230009)

0 引 言

隨著環(huán)境污染的加劇,國家越來越重視新能源的有效利用,其中電動汽車是新能源汽車發(fā)展的重要方向之一。然而新能源汽車存在充電不便捷的缺點(diǎn),許多研究者開始對充電機(jī)進(jìn)行研究[1]。充電機(jī)分為車載充電機(jī)和非車載充電機(jī),因?yàn)檐囕d充電機(jī)相對于非車載充電機(jī)設(shè)計成本低,充電方便快捷,所以車載充電機(jī)的應(yīng)用更加廣泛[2]。

車載充電機(jī)的基本結(jié)構(gòu)是脈沖寬度調(diào)制(pulse width modulation,PWM)整流電路和DC/DC電路的級聯(lián),其中前級PWM整流電路中會由于濾波濾不干凈留下剩余的交流成分,使得直流母線產(chǎn)生電壓紋波[3],從而導(dǎo)致整流側(cè)直流脈動分量產(chǎn)生諧波,對車載充電機(jī)造成電池發(fā)熱、充電效率降低等一系列危害。因此消除充電過程中產(chǎn)生的諧波具有重要的研究價值。

針對諧波抑制問題,文獻(xiàn)[4]采用了比例諧振對直流側(cè)二次諧波進(jìn)行消除,但該控制算法對諧波的消除效果不明顯;文獻(xiàn)[5]采用一種數(shù)字處理的方法來對諧波進(jìn)行抑制,但該方法比較繁瑣,不便于解決問題;文獻(xiàn)[6-7]采用神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)控制、模糊控制,即傳統(tǒng)控制與智能控制相結(jié)合的方法,控制效果好,但控制器不容易設(shè)計;文獻(xiàn)[8]采用雙閉環(huán)比例積分(proportional integral,PI)控制方法,但通過PI對Buck進(jìn)行控制時,由整流電壓波動導(dǎo)致的充電電壓紋波較大,很難通過調(diào)整PI參數(shù)的方式來減小充電電壓紋波。

為了抑制由整流側(cè)直流脈動分量引起的諧波,本文提出復(fù)合控制算法。通過建立小信號模型,分析諧波產(chǎn)生的原理,設(shè)計出前饋比例積分加比例諧振的復(fù)合控制器。仿真與試驗(yàn)分析結(jié)果表明,該控制策略能夠使充電電壓紋波比例控制在國家標(biāo)準(zhǔn)5%以內(nèi),充電機(jī)控制電流更加平緩,從而降低由整流側(cè)直流脈動分量引起的諧波含量。

1 原理設(shè)計

復(fù)用充電機(jī)拓?fù)鋱D如圖1所示。復(fù)用充電機(jī)是指端口復(fù)用的雙向充電機(jī),其主要功能包括Boost升壓、車載充電。該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中：電池端電壓為V;C為電路電容;K1、K2為閉合觸點(diǎn);L1、L2、L3為電感;AC為給定的電網(wǎng)電壓;V1、V2、V3、V4、V5、V6為6個絕緣柵雙極型晶體管(insulated gate bipolar transistor,IGBT)橋臂的開關(guān)管。在整流電路中,電網(wǎng)電壓左端與閉合觸點(diǎn)K1、K2相連,右端連接在6個IGBT橋臂的共接端,電感一端與閉合觸點(diǎn)K1、K2相連,另一端與IGBT橋臂連接。單相全橋整流電路輸出的整流電壓u1作為Buck的輸入電壓。

車載充電機(jī)的原理圖如圖2所示,此原理圖是通過硬件電路變換而成。電網(wǎng)的火線、零線分別與K1、K2、L1、L2的連接端相連,控制繼電器開關(guān)K1、K2斷開,電網(wǎng)電壓為220 V,此時電路工作于充電模式。單相全橋整流電路由L1、L2、V1、V2、V3、V4構(gòu)成,具有升壓功能；Buck電路由L3、V5、V6構(gòu)成,具有降壓功能。理論上,該結(jié)構(gòu)可以對任何電壓等級的電池進(jìn)行充電,其中整流電壓可以在高于市電壓的電壓范圍內(nèi)進(jìn)行調(diào)整,充電電壓可以在設(shè)定的整流電壓下進(jìn)行調(diào)整。

諧波是指當(dāng)電網(wǎng)中的電壓或電流波形為非理想的正弦波時,其中含有頻率高于基波頻率的電壓或電流成分。諧波是由非線性負(fù)載導(dǎo)致的,當(dāng)電流經(jīng)過負(fù)載時,與所加的電壓不成線性關(guān)系。將非正弦周期性的電流函數(shù)按傅里葉級數(shù)展開時,其頻率為原周期電流頻率整數(shù)倍的各正弦分量的統(tǒng)稱叫諧波電流[9]。

(1)

(2)

其中:Vn為第n次諧波電壓的有效值;ω0為基波角頻率;φn為第n次諧波電壓的相位;In為第n次諧波電流有效值;θn為第n次諧波電流相位值。(1)式、(2)式是由畸變的周期性電壓和周期性電流函數(shù)按傅里葉級數(shù)展開得到的。

本文拓?fù)洳捎脝蜗嗳珮蛘麟娐?主要目的是對后級DC/DC變換器提供直流電壓。通過諧波電流產(chǎn)生機(jī)理和仿真分析得出:整流器的輸出電壓中有直流分量和二次諧波脈動分量,二次脈動分量會引起電流內(nèi)環(huán)控制輸出的電流中有低次諧波,低次諧波很難通過濾波器消除。然而整流側(cè)的諧波會影響B(tài)uck電路輸出電壓波動,引起B(yǎng)uck電路諧波產(chǎn)生,通常情況下最主要是二次諧波。基于諧波的產(chǎn)生原理,本文設(shè)計的復(fù)合控制策略能很好地控制Buck電路諧波產(chǎn)生,使電機(jī)的整體充電效率提高。

1.1 Buck變換器小信號模型

充電機(jī)中Buck變換器拓?fù)鋱D如圖3所示,在工頻范圍內(nèi),用一個非線性電阻R來近似模擬DC/DC功率變換電路的等效電阻,等效電阻是為了簡化電路。I為流過電感L3的電流。

定義IGBT導(dǎo)通和關(guān)斷的二值邏輯開關(guān)函數(shù)[10]為:

(3)

IGBT導(dǎo)通時,根據(jù)基爾霍夫電壓定律建立回路電壓方程,即

(4)

根據(jù)基爾霍夫電流定律建立回路電流方程可得：

(5)

IGBT關(guān)斷時,同理:

(6)

(7)

設(shè)D為占空比d的穩(wěn)態(tài)值,綜合(3)～(7)式可得:

(8)

(9)

引入擾動:

(10)

忽略電池電壓、電流擾動得到該系統(tǒng)的狀態(tài)方程為:

(11)

(12)

對(11)式、(12)式做拉氏變換得:

(13)

(14)

消去電流擾動,Buck電路傳遞函數(shù)為:

(15)

(15)式為復(fù)合控制策略的控制對象。

1.2 控制策略

比例諧振控制器(proportional resonance, PR)由比例環(huán)節(jié)和諧振環(huán)節(jié)組成,并且PR控制器在基波頻率處有無窮增益,能夠很好地對電流無靜差調(diào)節(jié)和快速追蹤。理想的比例諧振控制器的傳遞函數(shù)為:

(16)

其中:kP為比例增益;kR為諧振增益;ω0為諧振頻率。

理想條件下,無窮增益無法通過任何模擬或數(shù)字器件來實(shí)現(xiàn),雖然在基波頻率處具有無窮增益,但在其他頻率點(diǎn)增益無窮小。若系統(tǒng)頻率出現(xiàn)一定的擾動或誤差,則不能很好地實(shí)現(xiàn)無靜差調(diào)節(jié)和快速追蹤[11]。加入PI是為了提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

前饋調(diào)節(jié)是按照干擾作用來進(jìn)行調(diào)節(jié)的,前饋控制將干擾信號測量出并直接引入調(diào)節(jié)裝置,干擾的克服比反饋控制及時；最終能使變換器近似為無源跟隨系統(tǒng),從而加快響應(yīng)速度和減少低頻紋波成分。

為了減小系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差和更好地消除諧波,本文采用前饋比例積分加比例諧振的復(fù)合控制策略,如圖4所示。

復(fù)合控制系統(tǒng)誤差傳遞函數(shù)為:

(17)

圖4前饋補(bǔ)償輸入的是一個整流電壓指令值,與PI并聯(lián)的是諧振控制器。

PI控制器傳遞函數(shù)Bode圖、PI-PR控制器傳遞函數(shù)Bode圖、復(fù)合控制系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)Bode圖如圖5所示。

由圖5可知：PI控制器隨著頻率的提高,增益逐漸減小;PI-PR控制器相位裕量為113°,幅值裕量為21 dB;復(fù)合控制器相位裕量為89°,幅值裕量為13 dB。對比分析可知，復(fù)合控制在諧波頻率處提高了增益,系統(tǒng)處于穩(wěn)定狀態(tài)。

2 仿真與試驗(yàn)

2.1 仿真分析

為了驗(yàn)證復(fù)合控制策略分析的正確性,在MATLAB/Simulink環(huán)境下搭建單相全橋整流電路的電機(jī)模型,分別對PI控制、PI-PR控制和復(fù)合控制方法進(jìn)行仿真。

充電機(jī)基本參數(shù)見表1所列。

表1 充電機(jī)基本參數(shù)

PI控制、PI-PR控制和復(fù)合控制時的輸出電壓波形如圖6所示。

由圖6可知:輸出電壓均在290 V上下波動,傳統(tǒng)PI下的輸出電壓紋波較大,輸出電壓的紋波比為9.7%;加入PR控制器后電壓波動稍有平緩,輸出電壓的紋波比為8.9%,但這2種算法仿真的輸出電壓結(jié)果顯示波動比較大,響應(yīng)速度慢;而復(fù)合控制器輸出電壓幾乎沒有波動,輸出電壓的紋波比為2%,響應(yīng)速度明顯提高,同時也達(dá)到了國家規(guī)定的電壓紋波比小于等于5%的標(biāo)準(zhǔn)。

2.2 試驗(yàn)分析

為了驗(yàn)證復(fù)合控制策略理論分析的準(zhǔn)確性,采用TMS320F2812芯片,使用MBD自動生成代碼,用LabVIEW制作充電機(jī)上位機(jī),利用7.5 Ω電阻負(fù)載、低壓電源、示波器、PCAN通訊設(shè)備,分別對PI控制、PI-PR控制、復(fù)合控制進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。輸入側(cè)接入單相交流電,通過整流電路升壓得到指令直流電壓,再通過Buck電路降壓至輸出充電電壓。實(shí)驗(yàn)的參數(shù)按照仿真的參數(shù)設(shè)置。PI控制、PI-PR控制和復(fù)合控制時的輸出電壓波形如圖7所示,輸出電流波形如圖8所示。

由圖7、圖8可知：輸出電壓在290V波動,控制電流在24 A波動;PI控制器的輸出電壓紋波比例約為10%,PI-PR控制器的輸出電壓紋波比例約為9%,復(fù)合控制器的輸出電壓紋波比例約為3%,符合國家規(guī)定的電壓紋波比小于等于5%的標(biāo)準(zhǔn);復(fù)合控制器的控制電流較平緩,說明該充電機(jī)在充電過程中能得到有效抑制。

3 結(jié) 論

本文針對PI、PI-PR控制器不能實(shí)現(xiàn)無靜差跟蹤、諧波抑制效果較差的問題,提出了一種前饋比例積分加比例諧振的復(fù)合控制方法,并對該方法進(jìn)行了理論分析。通過建立Buck小信號模型,設(shè)計合理的前饋比例積分加比例諧振的復(fù)合控制器,通過MATLAB/Simulink進(jìn)行仿真分析,最后搭建實(shí)驗(yàn)平臺進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明本文提出的控制策略能使充電電壓紋波比例控制在國家標(biāo)準(zhǔn)5%以內(nèi),充電機(jī)的控制電流也較平緩,從而使充電機(jī)在充電過程中產(chǎn)生的諧波得到有效抑制。