交錯并聯雙管正激變換器的研究與設計

廖鳴宇 鄭和俊 李中原

（貴州航天林泉電機有限公司，貴州 貴陽 550000）

0 引言

隔離型DC/DC 變換器拓撲廣泛應用于高可靠場合，中小功率多路輸出供電系統中主要以單端反激、單端正激、推挽、半橋結構為主，稍大功率的應用主要是全橋結構，根據實現軟開關的方式不同，全橋結構又分為移相全橋和LLC。但全橋結構兩個橋臂分別連接輸入電源正極和負極，存在潛在的直通風險，雙管正激變換器則可以很好地避免此類問題。

雙管正激變換器是由單端正激變換器衍生而來的，拓撲自帶磁復位功能，不需要額外設計磁復位電路。除此之外，工作過程中磁芯單向磁化降低了變換器的磁滯損耗，但傳統的雙管正激變換器占空比小于0.5，不適用于大功率場合，難以適應電力電子化系統大功率的發展趨勢，交錯并聯型雙管正激變換器則是一種很好的解決辦法，開關工作在交錯狀態下降低了輸入電流紋波，減小了前級濾波器體積，一定程度上提高了設備的功率密度。

綜上所述，交錯并聯雙管正激變換器有著無法比擬的優勢，該文在雙管正激模態分析的基礎上進行小信號建模，分析單電壓環控制方式，得到系統bode 圖，再進行環路補償。在理論分析和公式推導的基礎上，最終給出基于UC1525 芯片的全國產化設計方案。

1 主電路工作原理與環路分析

1.1 模態分析

交錯并聯雙管正激變換器電路如圖1 所示，該變換器在一個工作周期內有六個工作模態，下面將做簡單分析。

模態1[圖1 （a），t-t]：該模態從t時刻開始，S、S閉合，S、S斷開，這時變壓器T處于正向勵磁狀態，勵磁電流i線性上升，變壓器T處于磁復位狀態，勵磁電流通過二極管D、D流回電源，勵磁電流i下降，第一路正激變換器向副邊傳遞能量，因此整流二極管D正向導通，D和D反向截止。對兩路勵磁電感分別列電感電壓伏秒平衡公式可以得到式（1）、式（2）。

式中：i為T原邊勵磁電感電流，i為T原邊勵磁電感電流，V為輸入電壓，t表示模態一結束時間，L為T原邊勵磁電感，L為T原邊勵磁電感。

這段時間內功率器件S、S、D、D所承受的電壓為輸入電壓V的一半，整流二極管D承受電壓為輸出電壓的兩倍。

模態2[圖1 （b），t-t]：t時刻勵磁電流i下降至0，此時會有一個短暫的諧振過程，MOS 管S、S的寄生電容C、C和勵磁電感L開始諧振，C、C開始放電，若控制開關時間在C、C放電為0 時開通S、S則可以實現零電壓開通（ZVS），D電壓被鉗位至V/K。副邊整流二極管D繼續導通，同理對此過程電感電流與電容電壓列式同樣可以得到主變壓器和輸出電容的變量關系，此處不再累述。

模態3[圖1 （c），t-t]：該模態S、S、S、S都關斷，第二路雙管正激勵變換器已經完成磁復位過程，第一路雙管正激勵變換器開始磁復位，因此二極管D、D開始續流，勵磁電流i線性下降，副邊整流二極管D、D關斷，續流二極管D導通。當i下降至0 時又會繼續發生諧振，與上述過程一致，只是換作另外一路，因此模態4、5、6 不做累述，對該部分列表達式可以得到式（3）、式（4）。

式中：T為開關周期。

模態3 持續時間為t=（1/2-D）T。

1.2 小信號建模分析

電源變換器的動態指標例如電源調整率、負載調整率、輸出電壓精度、并聯模塊的不均流度等取決于系統的閉環控制，因此對變換器進行小信號建模后環路補償設計是非常有必要的。該節從buck 變換器的角度出發，將輸出電壓反算到變壓器原邊側，將1.1 節所推導的穩態公式進行線性化，分離擾動，用直流分量與小信號分量之和的方式替代整理后可以得到小信號等效電路圖，據此可以推導出各傳遞函數，如式（5）～式（8）所示。

注：式中G（s）為輸出電壓對占空比傳遞函數，G（s）為輸出電壓對輸入電壓傳遞函數，G（s）為電感電流對占空比傳遞函數，G（s）為電感電流對輸入電壓傳遞函數，H（s）為滯后函數，V為輸出電壓，D 為占空比，R 為電阻，SRC 為自激振蕩函數。v（s）為輸出電壓擾動變量，v（s）為輸入電壓擾動變量，d（s）為占空比擾動變量，i（s）為電感電流擾動變量。

2 電路設計

兩路雙管正激變換器交錯并聯，共用一套輸入和輸出濾波電路，使用UC1525 模擬控制芯片產生兩路互補的PWM波對變換器進行單電壓環控制，采用驅動芯片與隔離驅動變壓器組合的方式實現對高低邊管的隔離驅動。同時，系統還包括了輔助供電、過壓保護（OVP）、過流保護（OCP）、過溫保護（OTP）和欠壓保護（UVP）。

2.1 控制電路設計

該變換器的主控芯片采用UC1525，該芯片內部集成了電壓基準、誤差放大器、鋸齒波發生器、脈寬調制器、同步電路、雙端口互補驅動輸出電路，并具有軟啟動、死區調節、欠壓鎖定和輸出關斷等功能。權衡開關損耗和磁芯體積后通過CT 和CR 設置開關頻率為100kHz。

電流型 PWM 控制是在傳統的 PWM 電壓控制的基礎上引入電流反饋，將原來的電壓單環控制改進為電壓電流雙環控制，即一個電流內環控制和一個電壓外環控制，以提高轉換器的性能。雙環開關調節系統它將主電路的電感電流、開關管的電流或整流二極管的電流轉為電壓信號。電壓控制器將輸出電壓 v與參考電壓v之間的差值進行比較、放大，產生誤差信號v，作為電流控制器 CA 的一個輸入，并將它與電壓信號V相比較，產生一個控制電壓v，v作用于開關控制器，將模擬量調制為脈沖信號D 來控制開關管的導通或關斷。電流控制環由開關變化器、Rs 、電流控制器和開關控制器等組成。電流控制環是內環，實現電流自動調節；電壓控制環是外環，實現電壓自動調節。

電流控制模式可以分為峰值電流模式和平均電流模式。 平均電流模式控制成熟應用于20 世紀90 年代后期的高速 CPU 專用的具有高電流變化率動態響應供電能力的低電壓、大電流開關電源。平均電感電流能夠高度精確地跟蹤電流編程信號，不需要斜率補償，調試好的電路抗噪聲性能優越，易于實現均流。缺點是雙閉環放大器的帶寬、增益等參數配合設計調試較為復雜。因此該設計使用峰值電流控制，并對峰值電流控制理論進行分析，建立仿真模型，最后搭建實物進行驗證。

圖1 雙路交錯并聯雙管正激變換器模態圖

2.2 輔助供電設計

該設計未使用市面上的輔助供電模塊，而是基于UC1525 芯片設計反激式變換器為系統供電，為雙路輸出反激變換器，輸入電壓V通過RC 延時電路為芯片UC1525供電，反激變換器開始工作，輸出兩路電壓為主變壓原副邊電路分別供電，其中一路電壓建立后經過二極管回到芯片的VCC 腳，實現了芯片的自供電。由于雙路輸出反激式變換器存在交叉調整問題，芯片只能對一路輸出采樣后實現閉環控制，而另一路輸出電壓不能穩定到預定電壓，供電過程中電壓動態特性差，該設計采用穩壓管和三極管組合的方式實現對輸出電壓的降壓穩定。

2.3 驅動電路設計

控制電路輸出電壓最高值為芯片供電電壓，多為12-15V，但MOS 管開通電壓通常更高，需要達到20V 才能保證MOS 管正常開通關斷，這就需要在電路設計時加入驅動電路，提高驅動能力，實現控制電路到供電電路之間的相互控制，也是實現弱電控制強電的重要環節。需要設計采用常規控制芯片MIC4422，該芯片一片具有兩個驅動通道，能夠實現雙路PWM 驅動控制，同時兩路PWM 的死區可以通過電阻進行調節，增加了電路設計的靈活性，足夠的死區時間能夠有效避免半橋管子直通現象，但在該設計中不存在該問題，這是雙管正激變換器自帶的拓撲優勢。MIC4422 能夠提供2A 的源電流和3A 的灌電流，驅動能力很強，適用于各類PWM 控制電路。

2.4 主變壓器磁芯選擇

主變壓器磁芯選擇是變換器設計的關鍵步驟，恰當的磁芯AP 值能夠減小鐵損，同時保障各功率器件的電流應力不會太高，該電源變換器設計的工作頻率為100kHz，高頻變壓器的磁芯采用VAC 公司的超微晶材料，相對常用鐵氧體磁芯飽和磁密通常低于0.5T，而超微晶材料飽和磁通密度可達到1.2T，而且即使在高溫下也能保持，另外鐵損相對普通鐵氧體也要小。根據VAC 公司提供的功率變壓器磁芯的標準規格型號表格，800W 功率選用080-W438 的磁芯。

3 試驗平臺搭建與結果分析

基于以上對交錯雙管正激變換器的模態分析、控制環路研究和關鍵電路設計，為驗證理論分析的有效性和可行性，該節搭建了一臺800W 工作在CCM 模式下的單電壓環雙路交錯并聯型雙管正激變換器試驗樣機。

該變換器實現了輸入270V 降壓至28V 的功能，滿載時的啟動時間為100ms，電源輸入電壓270V，但啟動時存在過沖，電壓升至400V，這是由輸入電源的自調節導致的。輸出電壓紋波峰峰值為100mV，交錯并聯后的電流紋波會相互抵消一部分，使得總電流紋波峰值降低，最終使輸出電壓紋波減小，這是交錯并聯變換器的優勢。

電感電流變化規律與電感電壓伏秒平衡定理相吻合，在MOS 管開通時電流上升，關斷時電流下降。值得注意的是，在MOS 管關斷時電流仍會繼續上升一段時間，這是由漏感上存儲的能量造成的。正激變換器在主開關閉合期間傳遞能量，因此副邊勵磁電流變化規律與原邊基本一致，管子閉合期間變壓器副邊電流先上升后下降。由于兩路雙管正激交錯工作，副邊續流二極管兩端電壓變化頻率高于開關頻率f。

占空比D 在0-0.85 且負載為800 W 時試驗樣機的損耗分布情況如下。1）磁芯損耗是主要損耗來源，主要包括磁滯損耗、渦流損耗和剩余損耗，若要降低此部分損耗，可以考慮設計時保留足夠大的磁擺幅量B； 2）開關損耗僅次于磁芯損耗，損耗值為25.25W；3）導通損耗主要體現在變壓器副邊續流二極管上，二極管固有的反向恢復電壓和導通阻抗使得該部分損耗較大，若使用同步整流電路會有較大提高，在低壓和大電流應用中，輸出電容器的損耗不可忽略。

變換器在輸入電壓V= 270V、輸出電壓V= 28V 下隨著負載逐漸加大，效率呈現上升趨勢，滿載時達到了最大值90.23%，在200W 負載時效率最低，為73.5%。若要進一步提高變換器效率，從電路的角度考慮，可采用有源箝位電路和同步整流電路來降低開關損耗和輸出側二極管導通損耗；從磁芯的角度考慮，可采用更大磁導率的磁芯材質，或是更大AP 值磁芯。

4 結語

該文對交錯并聯雙管正激變換器進行了研究和設計。首先分析了變換器拓撲工作模態，為更好地研究該變換器的動態指標，進行了小信號建模，根據Bode 圖的零極點個數確定補償類型，優化電壓環參數設計；其次計算主變壓器參數，設計主控及驅動電路、反激式變換器輔助供電電路；最后搭建了一個輸入270V、28V 輸出功率800W 的試驗樣機。結果表明，該變換器工作過程中由于二極管的鉗位作用，主開關管V電壓應力小，交錯并聯的工作方式使得輸入電壓紋波很小，僅為100mV，最終滿載測試效率高達90%。與橋式變換器相比，該變換器無潛在的直通風險，具有非常大的工程應用價值。