磁集成雙Buck/Boost-LLC三端口DC-DC變換器

李洪珠， 羅帥

(遼寧工程技術(shù)大學(xué) 電氣與控制工程學(xué)院，遼寧 葫蘆島 125105)

0 引 言

近年來新型清潔能源發(fā)電系統(tǒng)由于受環(huán)境影響較大，為了產(chǎn)生穩(wěn)定的電能，引入緩沖單元的新能源聯(lián)合供電技術(shù)不斷發(fā)展[1-2]。因此，在光伏、風(fēng)能和蓄電池等混合發(fā)電系統(tǒng)中，一個多端口變換器可以取代多個傳統(tǒng)二端口變換器進(jìn)行不同端口間連接[3-4]，實(shí)現(xiàn)低成本、集中控制、結(jié)構(gòu)簡單等優(yōu)點(diǎn)。

國內(nèi)外學(xué)者致力于多端口DC-DC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的改進(jìn)與完善，文獻(xiàn)[5]提出了三端口變換器(three-port converter,TPC)的通用結(jié)構(gòu)圖，在光伏端引入蓄電池儲能裝置作為緩沖單元，與負(fù)載端構(gòu)成了一個TPC。文獻(xiàn)[6-7]根據(jù)隔離特性，將多端口DC-DC變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)按非隔離型、部分隔離型和完全隔離型分類。文獻(xiàn)[8-10]通過多繞組變壓器磁耦合方式集成一個多端口變換器，各個端口間實(shí)現(xiàn)了隔離，但器件較多，控制復(fù)雜。文獻(xiàn)[11-12]提出了全橋隔離型TPC，利用全橋功率開關(guān)管的復(fù)用，減少了功率器件，但增加了磁性元件的數(shù)量和體積。

本文提出一種磁集成雙Buck/Boost-LLC三端口DC-DC變換器，在全橋LLC諧振變換器的一次側(cè)集成了兩相并聯(lián)雙向Buck/Boost變換器，減少功率元件的數(shù)量、實(shí)現(xiàn)集中控制；并利用磁集成技術(shù)將原邊一側(cè)的兩個Buck/Boost電感反向耦合集成，同時與LLC諧振電感解耦集成，以實(shí)現(xiàn)耦合電感均流、提高功率密度、縮小TPC整體體積；同時該隔離型TPC可實(shí)現(xiàn)原邊開關(guān)管的零電壓(zero-voltage switching，ZVS)開通和副邊整流管的零電流(zero-current switching，ZCS)關(guān)斷技術(shù)，降低TPC開關(guān)損耗。

1 三端口DC-DC變換器

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

雙Buck/Boost-LLC直流型TPC的電路拓?fù)淙鐖D1所示。利用功率開關(guān)管Q1～Q4的復(fù)用，且引入兩電感L1、L2接在諧振槽A、B端，集成了兩個并聯(lián)雙向Buck/Boost變換器，根據(jù)開關(guān)管的導(dǎo)通特性，兩并聯(lián)雙向Buck/Boost變換器交錯180°運(yùn)行。

1.2 工作模式

磁集成雙Buck/Boost-LLC直流型TPC根據(jù)其功率流動方向可分為兩種工作模式：

1.2.1 Buck-LLC模式

Buck-LLC模式的功率流動如圖2所示，Vs作為輸入端，定頻調(diào)節(jié)開關(guān)管Q1和Q2的占空比DBuck，一次側(cè)雙向Buck/Boost變換器工作在Buck模式，功率從Vs端向Vb端流動；定占空比調(diào)節(jié)開關(guān)管開關(guān)頻率fs，功率經(jīng)LLC變換器向Vo端流動。

圖2 Buck-LLC模式功率流動圖

1.2.2 Boost-LLC模式

Boost-LLC模式的功率流動如圖3所示，Vb作為輸入端，定頻調(diào)節(jié)開關(guān)管Q3和Q4的占空比DBoost，一次側(cè)雙向Buck/Boost變換器工作在Boost模式，功率從Vb端向Vs端流動；定占空比調(diào)節(jié)開關(guān)管開關(guān)頻率fs，功率經(jīng)LLC變換器向Vo端流動。

圖3 Boost-LLC模式功率流動圖

1.3 工作原理

以Buck-LLC模式為例，對該直流型TPC的控制及模態(tài)進(jìn)行詳細(xì)分析。

1.3.1 控制分析

通過脈沖寬度調(diào)制(pulse width modulation,PWM)調(diào)節(jié)占空比DBuck控制時，一次側(cè)雙向Buck/Boost變換器功率從Vs流向Vb。DBuck<0.5時，部分電流波形如圖4所示，tdead為死區(qū)時間，兩并聯(lián)Buck/Boost電感L1、L2理論數(shù)值相等，開關(guān)管Q1和Q2交錯導(dǎo)通，其電流波形交錯互補(bǔ)，總輸出電流iLb紋波大部分得到抵消；DBuck>0.5時，情況與DBuck<0.5類似；而DBuck=0.5時，電感L1、L2電流波形互補(bǔ)對稱，總輸出電流iLb紋波得到完全抵消。為了使雙向Buck/Boost變換器電感總電流紋波達(dá)到最小，本文控制DBuck為0.5。

圖4 DBuck<0.5時Buck/Boost電路部分電流波形

通過脈沖頻率調(diào)制(pulse frequency modulation,PFM)調(diào)節(jié)開關(guān)管頻率fs控制時，功率從母線電壓Vs向Vo流動。LLC變換器的諧振槽存在兩個諧振頻率點(diǎn)fr1和fr2，表達(dá)式為：

(1)

根據(jù)頻率fs的變化區(qū)間，LLC諧振變換器分為三種不同的工作狀態(tài)：次諧振區(qū)域(fr2fr1)。而當(dāng)fs

1.3.2 模態(tài)分析

結(jié)合上述控制分析，本文采用定占空比調(diào)頻的控制策略(DBuck=0.5及fr2

圖5 直流型TPC穩(wěn)態(tài)波形圖

圖6 (t0～t4)階段的等效電路

1)模態(tài)1(t0～t1)。

t0時刻，在驅(qū)動信號控制下開關(guān)管Q1、Q3導(dǎo)通，Buck/Boost電感L1、L2開始充、放電，電流iL1線性上升，iL2線性下降；諧振槽施加正向輸入電壓uAB，電流iLr先經(jīng)過Q1、Q3的反并聯(lián)二極管續(xù)流，減小到0后開始正向增大，Lm兩端電壓為nVo，電流iLm線性上升，且iLr>iLm；變壓器二次側(cè)電流經(jīng)過整流管D1和D3導(dǎo)通。此階段諧振槽的諧振頻率為fr1。

2)模態(tài)2(t1～t2)。

t1時刻，iLr與iLm相等，Lm將不再被限制和Lr、Cr一起發(fā)生諧振，此階段變壓器沒有功率傳輸，流經(jīng)二次側(cè)整流管D1和D3的電流到0后自然關(guān)斷，實(shí)現(xiàn)ZCS技術(shù)。此階段諧振槽的諧振頻率為fr2。

3)模態(tài)3(t2～t3)。

t2時刻，開關(guān)管Q1、Q3同時關(guān)斷，Q2、Q4仍未導(dǎo)通，系統(tǒng)處于死區(qū)時間tdead內(nèi)，即所有的開關(guān)管全部關(guān)斷。uAB逐漸減小至0，iLr和iLm也開始減小；iLr給開關(guān)管Q1、Q3的輸出電容充電，開關(guān)管Q2、Q4的輸出電容開始放電，此階段通過電容充放電來保證系統(tǒng)正常工作。

4)模態(tài)4(t3～t4)。

t3時刻，開關(guān)管的輸出電容充放電完成。iLr經(jīng)過開關(guān)管Q2、Q4的反并聯(lián)二極管續(xù)流，使得其正向壓降為0，為ZVS開通提供條件。uAB開始反向增大，此時iLr

5)t4時刻，開關(guān)管Q2、Q4導(dǎo)通，TPC開始工作在下半個周期(t4～t8)，與t0～t4階段對稱。Boost-LLC模式與Buck-LLC模式原理類似，在此不再贅述。

1.4 增益特性

該直流型TPC包括兩個非隔離雙向Buck/Boost變換器和一個隔離單向LLC諧振變換器，因此存在兩個電壓增益，分別為G1、G2。

通過PWM控制，易得雙向Buck/Boost變換器的電壓增益為：

(2)

通過PFM控制，用基波近似法[15](fundamental harmonic approximation，F(xiàn)HA)分析全橋LLC諧振變換器的電壓增益為

(3)

直流電壓增益G2的關(guān)系曲線如圖7所示，可以看出,G2與h、Q、fn均有關(guān)，且存在兩個普遍規(guī)律：

1)隨著fn的逐漸增大，無論h、Q值如何變化，電壓增益G2都先增大后減小，且都有一個對應(yīng)的峰值點(diǎn)；

2)當(dāng)fn=1，即fn=fr1時，G2始終為1。

由圖7(a)可知，Q值一定時，電感比值h越小，電壓增益越高，調(diào)頻特性較好，但會增大磁件損耗；由圖7(b)可知，h值一定時，Q值越小，調(diào)頻特性越好，但會提高一次側(cè)電流，損耗增加，效率降低，因此h、Q值的選取要綜合考慮。同時在次諧振區(qū)域內(nèi)(fn<1)，通常選取最高增益處到歸一化頻率處的頻率范圍來調(diào)節(jié)電路電壓增益G2。

圖7 直流增益特性

2 變換器磁集成分析

利用磁集成技術(shù)將該直流型TPC的兩個交錯并聯(lián)Buck/Boost電感L1和L2反向耦合，并與LLC諧振電感Lr解耦集成在一起，磁芯結(jié)構(gòu)如圖8所示。

2.1 解耦集成分析

通過繞組間耦合作用完全抵消的原理實(shí)現(xiàn)L1和Lr兩電感解耦集成[16]的磁路模型如圖9所示。

圖9 電感L1和Lr解耦集成的磁路模型

從圖8可以看出，LLC諧振電感Lr繞在磁芯中柱上，匝數(shù)為N；Buck/Boost電感L1同時繞在磁芯的兩個側(cè)柱上，匝數(shù)分別為N1、N1′。中柱繞組磁通φ與左側(cè)柱繞組磁通φ1方向相反，與右側(cè)柱繞組磁通φ1′方向相同，兩側(cè)柱繞組磁通在中柱上相互抵消，以此來解除耦合作用。

圖9中，R11、R12、R2為磁芯磁柱上的磁阻，Rg11、Rg12、Rg2為磁芯氣隙的等效磁阻，簡化磁路中有：

(4)

電感L1通過電流iL1，在電感Lr中產(chǎn)生磁鏈為

(5)

電感Lr通過電流iLr，在電感L1中產(chǎn)生磁鏈為

(6)

當(dāng)Φ12=Φ21=0時，電感L1和Lr實(shí)現(xiàn)解耦，即：

(7)

但此時兩側(cè)柱的磁通密度相差會很大，左、右側(cè)柱的磁通密度B1、B2分別為：

(8)

選用“EE”完全對稱型磁芯，兩側(cè)柱截面積A1、A2相等，左右側(cè)柱氣隙相同，磁阻Rm1、Rm2相等，則B1B2。

Lr和L1、L2兩電感同時解耦集成的繞組結(jié)構(gòu)如圖8所示，結(jié)合上述電感Lr和L1兩電感解耦基礎(chǔ)，電感L2也同時串聯(lián)繞在磁芯的兩個側(cè)柱上，其中L2左右側(cè)繞組匝數(shù)分別為N2′、N2。結(jié)合式(7)，此時解耦的條件為：

(9)

相比較兩電感解耦集成，左右側(cè)柱磁通密度不均衡的缺點(diǎn)，此時圖8繞組結(jié)構(gòu)左右側(cè)柱的磁通密度B1′、B2′分別為：

(10)

從上式看出B1′=B2′，圖8繞組結(jié)構(gòu)不僅實(shí)現(xiàn)Lr和L1、L2兩電感同時解耦，而且克服兩電感解耦集成兩側(cè)柱磁通分布不均，磁芯利用率低的缺點(diǎn)。

2.2 反向耦合分析

2.2.1 原理分析

結(jié)合圖8繞組結(jié)構(gòu)及式(9)，電流iL1和iL2從耦合線圈的一對異名端流入，兩線圈總匝數(shù)N1+N1′、N2+N2′相等，電感L1和L2沿最外圈磁路反向耦合，實(shí)現(xiàn)耦合電感均流特性[18-20]，磁路模型如圖10所示。

圖10 電感L1和L2反向耦合的磁路模型

理想狀態(tài)下，各參數(shù)完全一致，L1=L2，電流iL1與iL2流入電感L1和L2后，在磁芯磁路中產(chǎn)生的磁通相互抵消。實(shí)際中，L1和L2會存在偏差，兩相電感電流大小不再相等，假設(shè)實(shí)驗(yàn)過程中因外界因素導(dǎo)致電感L1突然增大，則電流iL1突然減小，根據(jù)楞次定律，邊柱磁芯將產(chǎn)生防止φ1和φ1′突然減小的順時針感應(yīng)磁通，從而產(chǎn)生感應(yīng)電動勢，在感應(yīng)電動勢作用下iL1逐漸增大，iL2逐漸減小，直到iL1與iL2相等。電感L1和L2反向耦合實(shí)現(xiàn)均流也保證了式(10)中B1′=B2′，從而實(shí)現(xiàn)平衡左右側(cè)柱磁通。

2.2.2 耦合度分析

由圖1可知，電感L1和L2之間互感為M，兩端電壓V1、V2分別為：

(11)

圖11為電感L1、L2一個開關(guān)周期的模態(tài)電壓圖，其中：

(12)

根據(jù)式(11)及圖11，忽略死區(qū)時間，由伏秒平衡原理得開關(guān)管Q1、Q3導(dǎo)通時，有

圖11 電感L1、L2的模態(tài)電壓圖

(13)

結(jié)合圖5，認(rèn)為iL1在穩(wěn)態(tài)時的每個開關(guān)周期內(nèi)變化量均為0，通過式(11)得到耦合狀態(tài)的穩(wěn)態(tài)相電流紋波ΔIL1，即峰峰值為

(14)

電感L1和L2解耦條件下，即非耦合狀態(tài)下的穩(wěn)態(tài)相電流紋波為

(15)

式中：L1_dis為解耦時電感值，L1_dis=L+M。通過式(14)和式(15)得到相電流紋波之比為

(16)

式中k為耦合系數(shù)，k=M/L，由于是反向耦合，則-1≤k<0。

電感L1相電流紋波比值在不同占空比D下與耦合系數(shù)k的關(guān)系曲線如圖12所示，可以看出比值始終小于1，即耦合狀態(tài)時電感相電流紋波小。因?yàn)樵揟PC控制占空比D始終為0.5，可得兩電感耦合系數(shù)k越接近-1，即反向全耦合時，電流紋波越小。

圖12 穩(wěn)態(tài)相電流紋波比

3 實(shí) 驗(yàn)

為了驗(yàn)證理論的正確性，搭建了一臺Vs=120 V、Vb=60 V、Vo=24 V，LLC諧振變換器輸出功率300 W的實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)如圖13所示，實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的具體指標(biāo)如表1所示，一次側(cè)選用IRF640型開關(guān)管，二次側(cè)選用RHRP3060型二極管。

表1 實(shí)驗(yàn)具體指標(biāo)

Buck/Boost電感L1、L2與LLC諧振電感Lr分立磁件與集成磁件的對比如圖13(b)所示，測得三個分立磁芯總體積為15.52 cm3，集成磁件體積為9.52 cm3，減少了38.66%。

圖13 實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)

該直流型TPC分別工作在Buck-LLC模式和Boost-LLC模式下，一次側(cè)雙向并聯(lián)Buck/Boost變換器交錯180°運(yùn)行時，分立電感與耦合電感電流波形及輸出電壓波形如圖14和圖15所示。為了能明顯看出對照效果，通過PWM控制開關(guān)管均以0.5的占空比運(yùn)行，可以看出，兩種模式下分立磁件和集成磁件均可輸出穩(wěn)定的電壓，但集成磁件中兩電感L1、L2反向耦合實(shí)現(xiàn)了良好的均流特性。

圖15 Boost-LLC模式Boost電路輸出波形

集成磁件下兩種模式中LLC諧振變換器工作在輕載及滿載時的實(shí)驗(yàn)波形如圖16和圖17所示，其中圖16(a)和圖17(a)均為開關(guān)管的導(dǎo)通波形，經(jīng)過輕載到滿載實(shí)驗(yàn)，可以看出開關(guān)管均可以實(shí)現(xiàn)ZVS工作。

圖16 LLC輕載(10%滿載)實(shí)驗(yàn)波形

圖17 LLC滿載實(shí)驗(yàn)波形

圖16(b)和圖17(b)均為集成磁件中解耦集成的諧振電感電流波形、開關(guān)管Q4兩端電壓波形和輸出電壓波形。可以看出，諧振電感電流輕載時近似為三角波，諧振槽輸入電壓在輕載和滿載時均為矩形波，且均可實(shí)現(xiàn)LLC諧振變換器穩(wěn)定地輸出電壓。證明諧振電感解耦集成后，通過PFM控制，LLC諧振變換器可以實(shí)現(xiàn)正常工作。

實(shí)際在新能源混合發(fā)電系統(tǒng)中，雙向Buck/Boost變換器的Vs端和Vb端，當(dāng)其中一端參數(shù)出現(xiàn)變化時，都會導(dǎo)致一次側(cè)全橋母線電壓的改變，此時可通過式(3)調(diào)節(jié)開關(guān)管頻率，改變LLC諧振變換器的電壓增益，實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定地輸出電壓。

4 結(jié) 論

本文針對雙Buck/Boost-LLC直流型TPC，引入磁集成技術(shù)，對兩并聯(lián)Buck/Boost電感反向耦合集成，并對耦合原理及耦合度進(jìn)行分析，同時與LLC諧振電感進(jìn)行解耦集成與分析，結(jié)合變換器工作原理及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證得到以下結(jié)論：

1)該TPC實(shí)現(xiàn)一次側(cè)全橋功率開關(guān)管的復(fù)用，減少了功率開關(guān)管的數(shù)量，實(shí)現(xiàn)集中控制，且實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了本文1.2節(jié)中兩種功率流動模式均可正常工作。

2)集成磁件中，兩Buck/Boost電感反向耦合，耦合系數(shù)k=-0.987，相比于分立磁件實(shí)現(xiàn)了耦合均流特性；諧振電感Lr解耦集成后，可以平衡磁芯兩側(cè)柱磁通，實(shí)現(xiàn)LLC諧振變換器正常工作。

3)該變換器可以實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)技術(shù)，開關(guān)損耗得到降低，并以低輸入電流紋波的優(yōu)點(diǎn)應(yīng)用于新能源混合發(fā)電系統(tǒng)中。