計及儲能混合控制算法的微電網運行模式無縫切換控制策略研究

曹浪恒，鄭峰，林祥群，楊威

(1.廣東省電力設計研究院，廣州 510663； 2.福州大學 電氣工程與自動化學院，福州 350116； 3.武漢大學 電氣與自動化學院，武漢 430072)

0 引 言

隨著大規模間隙性、隨機性分布式電源并入電網系統，儲能裝置在應對電網調峰調頻、功率波動抑制以及分布式電源利用效能提升等方面的作用越發凸顯，特別是當其作為微電網主控單元時，可快速平衡孤島微電網供電需求，維持其電壓、頻率穩定運行。因此，儲能單元控制技術優劣可在一定程度上決定微電網與大電網并、解列過渡過程的暫態性能[1-3]。

目前，儲能作為主控單元主要利用自適應鎖相環(PLL)、預同步以及虛擬同步電機等方法，實現微電網孤島轉并網時微電網電壓與頻率的快速穩定、內部能量供給平衡[4-8]。然而，在微電網并解列暫態過程中，若主控儲能單元采用上述控制策略，不可避免的需要引入電網電壓電流等外部信號，如果這些信號中存在著不良的擾動量，則并網逆變器的暫態性能也會遭到破壞。因此，為提高微電網并解列過渡過程的暫態性能，實現微電網并網與孤島之間的無縫切換，需要研究相應策略來避免不良擾動量對儲能單元控制層產生的危害。為消除有害擾動量對控制系統的影響，文獻[9]通過在控制器中引入電壓前饋項來消除外部有害擾動量對控制系統的影響。文獻[10]通過在微網控制系統中引入慣性環節來減小有害擾動量的影響，但是同時也降低了系統的動態性能。文獻[11]搭建出微網逆變器孤島轉并網狀態下的動態優化數學模型，利用基于Radau配置的算法求出控制變量的最優控制軌跡。但是整個求解過程過于繁瑣，實現難度較大。文獻[12]為提高微電網的暫態穩定性能，引入了內模控制法，然而模式切換對微電網的控制層的影響沒有得到完全解決。文獻[13]利用直流環節電壓作為反饋的控制回路，在非計劃性故障下保證微電網并網轉孤島運行的可靠性。文獻[14]提出了一種適用于儲能逆變器的廣義控制算法，利用廣義控制結構避免了切換過程中的暫態振蕩并且消除了有害擾動對控制系統的影響。但控制系統中的純積分環節會放大諧波分量，并且多PI控制器也會降低控制系統的整體魯棒性能。因此，設計一種結構簡單、魯棒性好的控制器來消除有害擾動量對控制系統的影響，確保儲能電壓、頻率等電氣量對控制系統參考值的快速跟蹤，從而實現微電網在并/孤島之間的無縫切換就顯得十分必要。

為解決上述方法所含缺陷，文中提出一種計及儲能并網逆變器的混合算法控制策略。該策略在LCL濾波器完全解耦的基礎上，首次利用二自由度原理、電流預測控制模型構建逆變器控制層，實現控制層傳遞函數的單位化，使得控制層結構在微電網不同運行模式下保持一致，消除有害擾動量對控制系統的影響，避免運行模式切換過程中的暫態振蕩。針對應用層設計，引入頻率、電壓作為反饋量改進傳統下垂控制，保持孤島微電網系統電壓、頻率的穩定，進而實現了微電網運行模式的無縫切換。

1 儲能并網逆變器傳統控制策略

接口逆變器控制系統可分為：應用層、控制層、硬件層[14]。儲能單元的傳統控制層的控制模式可分為電壓源、電流源控制[15-19]，其控制框圖如圖1所示，則電流源雙環控制傳遞函數為：

圖1 電流與電壓雙閉環控制框圖

(1)

電壓源雙環控制傳遞函數為：

(2)

圖2 傳統控制策略硬切換仿真結果

2 儲能系統控制層設計

為了消除微電網運行模式切換過程中的沖擊電流與母線畸變電壓，基于儲能并網逆變器控制系統，并融合電流預測模型與二自由度原理，設計出一種適用于微電網不同運行模式下儲能并網逆變器控制層共享結構，消除傳統電流源與電壓源模型下控制層的差異。將原有LCL濾波器分成LC、L兩部分。其中，控制層主要結合LC部分進行控制。

2.1 電流預測模型控制

圖3為儲能并網逆變器LC部分的拓撲結構。

圖3 并網逆變器LC部分

根據并網逆變器的拓撲結構，則其輸出電壓為[21]：

uin=Udc(Ta+gTb+g2Tc)

(3)

(4)

式中K=a，b，c。在αβ系下，逆變器Lin濾波器部分輸出電流暫態關系可表示為：

(5)

式中iinα/β為逆變器輸出電流；uinα/β為逆變器輸出電壓；ucα/β為逆變器Lin濾波器后輸出電壓。

模型預測主要是在每個周期中利用逆變器Lin濾波器輸出電流暫態關系方程，構建系統數學模型，并且評估、融合當前時刻逆變器開關組合與上一時刻的狀態信息，對未來時刻逆變器輸出結果的預測作用。假定Ts為逆變器控制系統的采樣周期，并對式(5)在(tk，tk+1)時間范圍內離散化：

(6)

表1給出23種開關狀態(G1～G8)對應于不同23種uα/β輸出值。

表1 開關狀態與逆變器輸出電壓uα、uβ關系

若將k時刻此23種開關狀態量代入式(5)，可求得并網逆變器輸出對應的23個電壓矢量，再將23個電壓矢量代入式(6)，則可分別求取(k+1)時刻對應的23個并網逆變器輸出電流值。若此時構建逆變器并網電流預測模型價值函數c：

(7)

2.2 預測模型失配穩定性分析

由于預測模型在參數設定時，與實際設備存在一定誤差，若預測模型控制的電流誤差收斂于[22]：

(8)

則認為所提算法的閉環系統是穩定的。式中，e、φ、ε分別為預測電流誤差、量化誤差矢量的上界、反電勢矢量的估計誤差。由于一般情況下RinTs/Lin?1，則式(8)可簡化為：

(9)

令逆變器側電感值為Lin_real，根據式(6)、式(9)，則k+1時刻逆變器輸出電流的誤差可定義為：

(10)

當Lin

(11)

依據式(10)、式(11)可知，電流誤差呈現衰減趨勢，且隨著時間增大，電流誤差最終將收斂到下面的封閉集合內：

(12)

從式(9)、式(12)可以看出，當Lin

(13)

由式(13)可知，電流誤差持續衰減，最終收斂于集合：

(14)

因此，在Lin_freal

2.3 二自由度控制原理

圖4為輸入前饋型二自由度控制系統的原理[23]。

圖4 二自由度控制系統

根據圖4可知，輸入與輸出、輸入與誤差間傳遞函數為：

(15)

式中R(s)/Y(s)、C(s)、D(s)、P(s)、G(s)、E(s)分別是系統輸入/輸出、PI控制器、擾動信號、被控對象、前饋控制器、參考信號與系統實際輸出信號間的誤差。根據式(15)可知，通過G(s)可提高系統跟蹤控制精度與動態響應速度；將E(s)引入反饋，則調節反饋控制器可以減小系統誤差，保證系統的魯棒性。若G(s)=[P(s)]-1，則：

(16)

此時，即可實現Y(s) 完全跟蹤R(s)，并且能夠消除控制器的帶寬限制，同時還可通過調節C(s)來減小擾動信號D(s)對系統輸出的影響。

2.4 二自由度模型失配分析

(17)

由式(17)可知，當濾波器電容逆模型失配時，擾動項傳遞函數的極點位于左半平面，閉環系統的是穩定的。考慮到不同失配程度下擾動項的對系統的影響可能會不一樣，根據式(17)繪制擾動項ic的幅值曲線。由圖5可知，擾動項的增益呈現出衰減特性，幅值均在-15 dB以下。因此，控制系統在參量C失配時變化不大。同理，在濾波器電容電阻失配時，輸入輸出的傳遞函數為：

(18)

由式(18)可繪制擾動項的幅值曲線，如圖6所示，擾動項的幅值低于-100 dB。

圖6 參量RC不同失配程度下擾動項幅值曲線

由圖5和圖6可知，濾波器電容和電阻的兩種參量失配模型所對應擾動項在全頻帶范圍內都呈現出衰減特性，因此模型失配對控制系統不會產生影響。

2.5 控制層混合算法實現

圖7為儲能系統控制層混合算法結構框圖。

圖7 控制層混合算法結構框圖

從圖7可知，該算法主要包含兩部分：電壓外環、電流內環。其中，電壓外環主要基于二自由度PI控制系統，電流內環為電流預測模型系統。由于電流內環采用電流預測模型控制，則其傳遞函數可等效為：

(19)

(20)

圖8 LC型逆變器及控制層混合算法控制框圖

(21)

式中ku_p、ku_I分別為電壓外環反饋控制器比例、積分增益。因此，通過上述設計的混合型算法，可使參考電壓uc_ref與輸出電壓uc傳遞函數為1，消除輸入與輸出信號的帶寬限制，實現其動態性能最優。

3 儲能系統應用層設計

本節在原有LC控制部分基礎上加入儲能單元PQ與Vf控制的解耦阻抗(Rg+ jLg)，使儲能單元控制層能在微電網不同運行模式下作為共享層，而應對微電網運行模式不同時，只需調整儲能單元應用層的控制目標即可。

圖9給出儲能單元基于混合型算法的PQ控制框圖。

從圖9可知，當微電網并網運行時，儲能單元為PQ控制模式，其控制層輸入參考電壓為：

圖9 并網模式下混合算法PQ控制框圖

(22)

由于引入了up，所以電網電壓與控制層中的up形成對消，二者的對消使得up中所含有害擾動量不對對系統造成影響。

若微電網孤島運行時，儲能單元采用傳統下垂控制。其中，頻率f與有功功率P、電壓U與無功功率Q的下垂關系為：

(23)

式中P0、Q0、f0、U0分別為儲能系統輸出的有功、無功、系統頻率、交流母線電壓。KP、KQ分別為P-f、Q-V下垂系數。但傳統下垂控制為有差調節，面對系統負荷突增或突降時，頻率、電壓的偏移量將增大，不滿足精密負荷對電能質量需求。因此，本小節將通過儲能單元應用層引入微電網系統角頻率及其電壓，作為前饋補償項，將其轉為無差控制方式，則：

(24)

圖10 改進下垂控制器結構

4 仿真驗證

為了驗證所提控制方法的有效性，分別針對微電網并網轉孤網、孤網轉并網兩種運行模式切換的工作場景展開探討。基于Matlab/Simulink搭建如圖11所示的微電網系統仿真模型，對所提基于儲能并網逆變器混合型算法的微電網無縫切換控制策略進行驗證，表2為仿真系統的相關參數。

圖11 微電網仿真系統結構圖

表2 系統模型的主要仿真參數

4.1 并網轉孤島模式無縫切換

假設開關S1在1 s時斷開，微電網由并網轉孤島。假設在微電網運行模式切換過程中，網內DGs輸出功率、網內負載保持不變。圖12與圖13給出微電網運行模式切換過程的瞬態特性曲線圖。根據圖12、圖13，微電網未進行運行模式時，儲能單元的控制采用的是P/Q控制模式控制A-I點輸出有功、無功功率。假定DGs在t=0.5 s時輸出有功功率突然由400 kW降至100 kW，DGs輸出無功功率由0 kvar增至100 kvar，但此時A-I點的輸出功率未發生變化(P=400 kW;Q=50 kvar)，如圖12所示。在t=1 s時，微電網從并網模式切換到孤島模式，儲能單元采用改進的下垂控制方式，保持微電網電壓、頻率的穩定。A-I點輸出功率迅速轉化為P=500 kW，Q=0 kvar，為負荷4供電，如圖12(b)所示。

圖12 微電網并網轉孤島運行時變化曲線

從圖12(a)可以看出，在切換過程中，微電網頻率波動很小，其最大波動范圍不超過0.5 Hz。微電網進入孤島運行模式后，其頻率偏差Δf，也小于0.1 Hz。因此，微電網頻率在運行模式切換過程中的暫態性能可以滿足運行要求。此外，在微電網模式切換中交流母線電壓的幅值和相位的轉換也很平穩。其電壓偏差小于7%UN，滿足系統的平滑切換要求，如圖12(b)所示。從圖12(c)可以看出，當微電網的運行方式從并網模式切換到孤島模式時，儲能單元無過流現象且其過渡電流較為平穩。為了進一步驗證儲能單元抗干擾特性，基于修改后的下垂控制模式，假設在t= 1.2 s時，DGs的輸出有功/無功功率分別從100 kW/100 kvar突然變至400 kW/0 kvar，通過儲能單元的快速響應，可實現微電網的功率平衡、電壓和頻率穩定控制，并且電壓、頻率波動均可控制在允許范圍內。

4.2 孤島轉并網模式無縫切換

在t=1.5 s時，開關S1關閉，即微電網從孤島模式切換到并網模式。然后將儲能單元的控制模式從改進型下垂模式轉換為PQ控制模式。圖13給出微網從孤島模式轉到并網模式時的輸出特性曲線。此時，A-I點的輸出有功、無功功率分別重新變為P=400 kW,Q=50 kvar，如圖13(a)所示。從圖13(b)可知，微電網運行模式切換過程中的良好的魯棒性以及快速的動態響應特征，且未出現微電網母線電壓的幅值與相位跳變現象，交流母線電壓實現無縫過渡，電壓偏差遠小于7%UN。并且避免了并網電流的畸變，如圖13(c)所示。從圖13(d)，微電網并網開關開斷過程中，峰值頻率偏移Δf也小于0.5 Hz。因此，儲能單元采用本文所提混合控制策略，可以實現微電網兩種運行模式間的無縫切換。

圖13 微電網孤島轉并網運行時變化曲線

4.3 故障切換暫態分析

為了進一步驗證儲能在系統產生大擾動時的暫態穩定特性，假設在t=0.6 s處，F1處發生三相對地故障，此時PCC電壓降至50%EN，考慮到故障檢測時間，3LG的持續時間為0.4 s，然后在t=1 s斷開S1進行清除。因此，儲能的控制方式由P/Q轉換為V/f控制方式。圖14為微網非計劃運行方式切換過程中微網暫態特性曲線。從圖14(a)、圖14(b)可以看出，在排除系統故障時，采用所提出的方法將微網運行方式切換為孤島運行方式，沒有出現微網母線電壓畸變。故障排除后，母線電壓迅速進入穩定運行狀態。然而，傳統的控制方法使微電網母線電壓畸變嚴重，動態過程較長。從圖14(c)、圖14(d)可以看出，所提出的控制方法將ES的輸出峰值電流抑制在1.95 kA，明顯小于傳統控制方法的峰值電流9.8 kA。為了進一步說明該方法的優點，圖15給出了定量估計微電網電壓、電流和頻率波動可以減少多少的誤差條。從圖15中可以看出，該方法具有較好的性能。

圖14 微電網暫態曲線

圖15 微電網電壓、電流性能比較

5 結束語

針對傳統微電網運行模式切換中所存在的過流、電壓畸變等問題，文中提出了一種計及儲能混合控制算法的微電網無縫切換控制策略。通過理論分析與仿真驗證，得出以下結論：

(1)該策略通過利用二自由度原理及電流預測模型控制，統一、單位化儲能系統控制層傳遞函數，不僅實現控制系統電壓、電流引入量所含有害擾動量的動態全補償，且有效抑制了運行模式切換過程中暫態電流沖擊及母線電壓畸變率；

(2)通過以微網電壓、頻率作為補償項來改進傳統下垂控制，從而使微網孤島運行時系統電壓、頻率無差調節，最終實現微網在不同運行模式之間的無縫切換，并且提高微電網故障情況下運行模式切換的暫態性能。