基于機載1394B總線采集系統的SIPI仿真激勵研究

于東哲

(中國飛行試驗研究院 機載測試技術研究室，西安 710089)

0 引言

隨著航空總線網絡設計技術的發展，傳統的1553B總線由于傳輸速率低、網絡拓展空間低等因素的限制已不能滿足航空電子系統發展的需要，對密集型的航空電子系統進行信息和功能融合的綜合航空電子化技術需求愈來愈強烈。進入21世紀以來，美國采用MIL-1394總線作為數字飛控系統互聯和數據傳輸的高速總線，軍用1394B總線的相關標準是在2006年以后發布的，IEEE-1394B 標準(SAE-AS5643)，即MIL-1394B總線標準，在2006 年進行了發布和修訂，國內稱之為軍用1394B總線標準，新型軍用1394B總線帶寬可以達到400 Mbps，最早出現在美國的F-35戰機上，F-35飛機對1394總線數據進行了試飛測試。

航空電子系統發展突飛猛進，機上系統對總線帶寬的需求持續增長，1394總線的數據速率從初代基礎上隨需求不斷提升，目前1394總線理論上支持最高3.2 Gbps的數據速率。當1394總線速率不斷提升，信號完整性與電源完整性(SIPI, signal integrity and power integrity)問題越來越嚴重。飛行試驗中，機載高速總線采集板卡功能受數據速率提升影響巨大，數據傳輸系統在高頻時往往出現與低頻截然不同的特性，出現包括反射、串擾、抖動等信號完整性與電源完整性問題。

為正確判斷試驗機機上關鍵系統高速總線通訊準確性，需要對機載1394B高速總線采集板卡進行系統級的SIPI仿真來驗證板卡的硬件傳輸性能，保證采集總線數據準確性。本文對機載高速1394B總線采集板卡SIPI仿真中需要的最壞情況激勵進行深入研究。首先研究機載1394B總線采集板卡存在的SIPI問題；其次分析最壞情況激勵產生機理；最后針對選通波占空比設計實驗并分析實驗數據得出結論。本文研究結果為機載1394B高速總線采集板卡的SIPI仿真關鍵技術，指導1394B總線采集邏輯設計，提供1394B總線采集故障排除思路。

1 傳統SIPI仿真存在的問題

信號完整性(SI,signal integrity)指信號在信號網絡傳輸后，時序與電平能否滿足接收端信號閾值要求。信號完整性問題包括反射、損耗、線間串擾、碼間串擾和抖動等，分布在傳輸線和傳輸起止點的各個部分。

電源完整性(PI, power integrity)指電源分配網絡(PDN, power delivery network)各點電平在傳輸電能過程中穩定持續的問題。電源完整性問題包括電壓降、穩壓器輸出紋波、同步開關噪聲、電磁輻射噪聲等。

在傳統的SIPI仿真中，將信號完整性(SI)和電源完整性(PI)作為兩部分別仿真，工程師針對SI和PI的仿真結果分別對信號路徑和電源分配網絡進行SIPI優化。隨電路集成度及多層堆疊水平提高，常規分析方式導致過度設計，且在同步開關噪聲作用下SI與PI密切相關，分開研究導致耦合效果缺失。SIPI聯合仿真在進行SI仿真的同時參考PI的耦合效果，大大降低過度設計風險，節約仿真時間。在現有SI與PI仿真中，系統輸入激勵選擇范圍較固定，包括隨機碼、固定頻率方波和偽隨機二進制碼(PRBS, pseudo-random binary sequence)等。以上激勵在仿真中無法全面體現系統的傳輸性能，尤其在SIPI聯合仿真中，常規激勵無法提供系統整體最壞的輸入情況。

在SI仿真中，常使用偽隨機碼作為能夠體現信號路徑SI性能的激勵，偽隨機碼的偽隨機性能全面體現系統信號線路的SI性能。在PI仿真中，使用具有電源網絡阻抗諧振頻率的方波作為激勵，根據同步開關噪聲原理，這種方波激勵的頻域分量在電源網絡阻抗諧振頻率處幅值很高，將在電源網絡中產生最大的電源噪聲。

在1394B總線采集模塊SIPI仿真中，考慮同步開關噪聲影響下的SIPI耦合，結合PRBS碼與電源網絡阻抗諧振頻率方波,產生初步的最壞情況激勵。但最壞情況激勵產生過程中的選通方波占空比需仿真研究確定。

2 1394B總線采集SIPI研究

在實際工作中，國際應用較廣泛的某型號1394B總線采集板卡面對過高的1394B總線數據速率，在傳輸帶線及I/O口模擬設計層面存在串擾、反射、抖動及同步開關噪聲問題。

1)串擾：

串擾主要分為碼間串擾和線間串擾。

碼間串擾主要由于傳輸帶線寄生參數造成的高頻阻抗較高，使信號的高頻分量削弱。當頻域中的高頻分量占比降低，在時域中就體現為信號效果延長，最終導致相鄰信號相連，無法判決中間數據性質，形成信號內碼值與碼值之間的串擾產生數據誤碼。

機載1394B采集板卡SIPI性能主要受到線間串擾影響。線間串擾原理如圖1，線間串擾由采集板卡信號傳輸帶線中，高速變化的電壓信號所引起的劇烈小范圍電磁場變化引起。在板卡實驗中，觀察到的線間串擾波形尚未能對總線信號判決產生影響。其主要原因為：采集模塊設計體積較大，擁有大量線間距裕值，有效減少線間串擾。線間串擾在未來高集成度低功耗采集模塊中，將產生大量SIPI問題。

圖1 線間串擾原理

2)反射：

在傳輸線設計中，寄生電容、寄生電感及其他寄生效應產生傳輸線寄生阻抗。當寄生參數在設計或工藝限制下在線上某點發生變化，則此點產生阻抗差值，信號在此點發生反射。

信號反射強度如公式所示，

(1)

式中,

V

與

V

分別為反射信號電壓與輸入信號電壓；

Z

與

Z

分別為阻抗變化前后的傳輸線特性阻抗。信號線阻抗不匹配時，可在接口處測得過沖或下沖波形；信號在傳輸線上來回反射時，則會產生振鈴現象如圖2所示。

圖2 振鈴現象

采集板卡的反射問題在端口端接電阻設計錯誤時，其產生的信號削弱與返回信號串擾尤其明顯，產生的信號過沖和下沖及后續的振鈴現象極影響信號判決。信號反射產生的振鈴問題可通過合理設置I/O端接電阻來解決。

3)同步開關噪聲：

同步開關噪聲(SSN, simultaneous switching noise)是多I/O數據傳輸系統的重要電源噪聲來源，其原理圖如圖3所示。圖中NMOS與PMOS組成IBIS規則的下的簡化I/O驅動器，輸出電路存在寄生電阻和寄生電感，并搭載負載電容，電源線路存在寄生電感和去耦電容。

圖3 SSN產生原理圖

SSN產生電源電壓波動有兩點要求：信號路徑存在開關狀態切換；電源網絡存在寄生電感等寄生參數。當輸出信號由1變為0，PMOS打開，負載電容充電，產生經過PMOS的由電源線路到負載電容的充電電流；當輸入信號由0變為1，NMOS打開，負載電容放電，產生經過NMOS的由負載電容到地的放電電流。充電電流在電源網絡中流過寄生電感與寄生電容，產生電源電壓噪聲。有時由于接地網絡設計不當，放電電流引起電壓波動，產生地彈效應。

(2)

式中，

V

為同步開關噪聲電壓，

N

為同時切換狀態的開關個數；

L

為電源網絡的寄生檔案；

i

為單個開關切換狀態時負載充電電流和瞬時導通電流的和；

t

為開關狀態切換時間。SSN電壓的幅值由開關個數、寄生電感感抗和電流變化沿斜率決定，頻率由系統輸入激勵決定。

1394B采集板卡的SSN問題造成高速總線信號對板卡電源平面供電質量產生影響，是采集板卡進行SIPI聯合仿真的重要原因。最壞情況激勵設計主要以SSN為切入點進行設計。

3 總線最壞情況激勵機理分析

由于SSN在電路I/O接口中普遍存在，采集板卡電源平面中存在波形與總線信號相關的噪聲電壓波動。同時根據電源平面噪聲研究結果，電源平面存在寄生阻抗，且寄生阻抗存在諧振頻率，結合SSN噪聲原理可進行最壞情況激勵設計。此最壞情況激勵作為電路SIPI性能仿真信號輸入，須同時考慮高速總線采集模塊的信號通路SI性能與電源通路PI性能，考慮兩者的耦合效應，最終產生采集模塊可能處理的會產生全面SIPI性能影響的最壞輸入信號。

將PRBS碼與電源網絡阻抗諧振頻率方波結合以產生最壞情況激勵，在SIPI仿真中體現系統最壞的工作情況。利用選通方法作為兩種激勵的結合方式，當具有電源網絡阻抗諧振頻率的方波(后稱選通方波)為低電平時保持低電平信號，當選通方波為高電平輸出PRBS碼，最終產生具有更高低頻分量的PRBS碼。

當激勵分別為選通方波、PRBS碼、最壞情況激勵時的仿真結果對比如圖4所示。此仿真環境中，數據速率2.4 Gbps，電源網絡阻抗諧振頻率120 MHz，仿真激勵長度設置為600 bits。

圖4 采用不同激勵下的DDR總線系統輸出眼圖

由圖4參數可知最壞情況激勵產生眼圖的眼寬比PRBS碼產生的眼寬減少4.7%(16.33 ps)，；最壞情況激勵產生眼圖的眼高比PRBS碼產生的眼高減少了19.9%(104 mV)。

這種選通產生的新激勵全面體現了總線系統的SIPI問題，但通過選通方式將兩種激勵進行耦合同樣損失了大量的信號變化沿，也就是在產生電源網絡最大噪聲的同時損失了用來體現信號網絡性能的信號變化沿。

選通波占空比作為最壞情況激勵產生過程中的唯一變量，同時控制選通方波在頻域中諧振頻率點的幅值和剩余的變化沿數量，直接決定了最壞情況激勵的仿真效果，需要通過計算結合仿真的方式進行設計分析。

智能分析儀表集成了多個傳感器，除輸出測量值，還輸出多個設備本體及輔助設備的狀態及驗證信號，用以輔助判斷測量值是否有效。下面介紹Profibus-DP的智能分析儀表的信號種類。

4 占空比分析實驗設計

由同步開關噪聲引起的電源電壓波動是高速系統中重要的非理想因素。在電源網絡中產生的噪聲頻率取決于激勵信號，噪聲頻域分布與激勵的頻域分布有關，這是本文選通波占空比研究的基礎。

由傅里葉變換可知：

(3)

其中:

τ

為一周期內高電平的持續時間，

T

為周期，

τ/T

為占空比，其他參數為傅里葉變換的常規參數，不再贅述。根據歐拉公式：

(4)

用

k

代替占空比

τ/T

，則

(5)

由上式可知，當

nk

值為整數時，頻域分量為0。取第一個頻域諧振點的峰值作為參考，即

n

=1，利用求導法求得，當

k

=1

/

2時，

F

獲得最大值。即，僅對于電源網絡噪聲來說，當占空比為1/2時，產生最大的電源網絡噪聲。但在SIPI聯合仿真中，選通波占空比為1/2時產生的激勵是否為最壞情況仍需要研究。假設電源網絡設計水平極差，電源網絡噪聲無限大，則此時選通波采用1/2占空比產生的激勵碼型為最壞情況激勵；假設電源網絡設計水平極高，電源網絡噪聲無限小，此時選通波占空比為1將產生最壞情況激勵。為驗證上述占空比計算結論，設計3個對比實驗。

實驗中可控環境變量與關鍵變量分為系統基礎參數(包括數據速率、時鐘周期、仿真時長)，激勵產生過程中選通波占空比，仿真環境的信號傳輸能力與電源平面設計水平。針對以上參數，實驗環境設計如下所示：

1)研究正常情況下不同占空比選通方波產生的最壞情況激勵的仿真結果。

搭建基于機載1394B采集模塊電路結構的仿真環境。環境中仿真數據速率設置為2.4 Gbps，時鐘頻率設置為1.2 GHz，仿真時長設置為600個數據輸出時間。

將最壞情況激勵選通方波的占空比分別設置為1/2、3/4和9/10，對PRBS碼進行選通，產生各自的“最壞情況激勵”，輸入仿真環境分別仿真。選通方波占空比的設定同時考慮電源網絡阻抗諧振頻率和系統的數據速率，以數據比特數作為選通波波長單位。

信號采集末端設置觀察點，采用1倍信號周期畫出輸出信號眼圖，輸出至觀察窗口。

2)研究信號通路惡化情況下不同占空比選通方波產生的最壞情況激勵的仿真結果。

同樣采用搭建好的基于機載1394B采集模塊電路結構的仿真環境，人為對仿真環境中信號網絡傳輸情況進行惡化，將信號輸入端的端接電阻由40 Ω更改為80 Ω，此時信號反射率約達30%，數據速率調整到3.2 Gbps。

選通方波的占空比設置為1/2、3/4和25/28，分別對PRBS碼進行選通，產生各自的“最壞情況激勵”，輸入仿真環境分別仿真。

信號采集末端設置觀察點，采用1倍信號周期畫出輸出信號眼圖，輸出至觀察窗口。

3) 研究電源網絡優化情況下不同占空比選通方波產生的最壞情況激勵的仿真結果。

同樣采用前實驗的基于機載1394B采集模塊電路結構的仿真環境，對仿真環境中電源網絡傳輸情況進行優化。以實驗1)中的環境參數為基礎，在電源網絡并接16 nF的去耦電容，此去耦電容能有效減小電源網絡100 MHz頻率附近的阻抗，即減小電源網絡諧振頻率阻抗峰值。由于存在寄生電感等參數，此電容的去耦效果優于其他量級容值電容。去耦效果如圖5所示，諧振頻率由120 MHz移動到60 MHz，諧振阻抗從減小一倍以上。

圖5 去耦前后電源網絡頻域阻抗

對應設置最壞情況激勵選通波占空比為1/2、3/4和9/10，對PRBS碼進行選通，結果激勵輸入仿真環境分別仿真。

信號采集末端設置觀察點，采用1倍信號周期畫出輸出信號眼圖，輸出至觀察窗口。

5 實驗結果及分析

將輸出窗口的眼圖繪制結果整理對比如下：對比實驗的信號采集末端輸出如圖6中(a)(b)(c)所示，分別對應(1)(2)(3)仿真環境。

眼圖參數為實際測量的最小眼寬與眼高，參數測量后記入表1。其中眼寬參數為pS，眼高參數為mV。

表1 3種傳輸情況下，不同占空比選通波產生的激勵的仿真眼圖參數

圖6 3種傳輸情況下，不同占空比選通波產生的激勵的仿真眼圖

實驗數據中：

1)當采用初始機載1394B總線數據采集模塊仿真環境，1/2占空比選通波產生的激勵的輸出眼圖相比于3/4占空比的情況，眼寬減少1.0%(3.56 ps)，眼高減少17.3%(85 mV)；

2)采用惡化信號網絡傳輸情況后的仿真環境，1/2占空比選通波產生激勵的輸出眼圖相比3/4占空比的情況，眼寬減少8.5%(12.76 ps)，眼高減少27.0%(104 mV)；

3)采用優化電源網絡傳輸情況后的仿真環境，1/2占空比選通波產生激勵的輸出眼圖相比3/4占空比的情況，眼寬減少0.3%(1.05 ps)，眼高減少4.8%(26 mV)。

4)所有實驗條件下，最大的占空比(18/20,25/28)產生的眼圖均最大。其原因可分析為：過大的占空比導致激勵在電源平面諧振頻率位置的頻域分量過小，激起的電源噪聲波紋弱，系統電源噪聲未得到全面體現。

在不同傳輸情況下，1/2占空比選通波產生的激勵都為最壞情況激勵。

結果中，隨著信號網絡傳輸情況的惡化，1/2占空比情況下最壞情況激勵產生的眼圖參數和3/4占空比情況的眼圖參數同步劇烈惡化，說明采集模塊的信號網絡SI性能為整體SIPI性能的主要影響因素。同時，1/2占空比情況下最壞情況激勵產生的眼圖參數仍舊明顯小于3/4占空比情況的眼圖參數。

隨著電源網絡傳輸情況的優化，1/2占空比情況下最壞情況激勵產生的眼圖參數和3/4占空比情況的眼圖參數逐漸接近。以當前行業電源網絡設計生產水平及小型化高集成限制，電源網絡設計尚不存在如本文中的優化設計空間，1/2占空比選通波產生激勵的輸出眼圖參數在未來一段時間的SIPI仿真中仍會小于3/4的情況。

以上仿真實驗時長平均為1.5小時，為系統級SIPI仿真中較普遍的仿真時長，沒有增加仿真時長提高信號變化沿數量的可能。所以，當選通方波占空比為1/2時，選通產生的結果碼型在實驗的各種情況下均為最壞情況激勵。

6 結束語

在機載1394B總線數據采集模塊的SIPI仿真中，結合頻率為電源網絡阻抗諧振頻率的方波和PRBS碼，產生全面體現系統SIPI問題的最壞情況激勵時，占空比為1/2的選通方波產生的最壞情況激勵將體現最壞的信號傳輸情況，起到最好的驗證作用。

在國產化機載總線采集模塊設計過程中，應避免電源網絡阻抗諧振頻率接近機上總線信號頻域分量極值點，如無法避免則應設置特殊空白位填充字避免出現本文驗證中占空比接近1/2的情況。在機載總線采集模塊應用中，如發生采集錯誤的故障，則應將模塊的SIPI問題作為故障項進行排除。