基于BP 神經網絡的MMC 電容電壓控制研究

李思南， 李澤滔

（貴州大學 電氣工程學院， 貴陽 550025）

0 引 言

能源與人們日常生活息息相關，電力電子設備作為能量轉換的關鍵部分備受關注。 近年來，隨著風力發電和光伏發電的廣泛應用，以及分布式發電快速發展的驅動下，電壓源換流器被廣泛應用在先進的電力電子設備當中。 其中模塊化多電平換流器，因其具備其他傳統電壓和換流器所不具備的優勢，進而得到眾多學者的關注。 模塊化多電平換流器可以通過切換子模塊靈活運行，很容易產生多電平電壓配置，既可以降低設備的平均開關頻率，又不影響電能質量。 目前針對MMC 子模塊電容電壓的平衡問題一直是重點和難點。 常用的電容電壓均衡策略需要將子模塊電壓進行排序，然后再決定控制那些子模塊投入或切除，這樣不僅計算繁瑣還給子模塊上的開關器件造成一定的損耗，不利于系統長期穩定運行。

基于上述問題，本文提出了一種新的MMC 電容電壓平衡策略。 通過該控制策略，可以有效保證子模塊的電容電壓在較小的范圍內進行波動。 為了驗證所提控制策略的有效性和可靠性，本文在Matlab／Simulink 中搭建了MMC 的仿真模型，用于驗證所提策略的有效性。 最后，仿真結果表明，筆者所提出的控制策略可以使MMC 電容電壓均衡，且容易實現。

1 模塊化多電平換流器拓撲結構與工作原理

1.1 主電路拓撲結構

MMC 的主要功能是實現了三相交流電壓和直流電壓之間的相互轉換。 一個MMC 包含6 個橋臂，每個橋臂有個子模塊，通過相應的調制策略可以輸出1 電平。 MMC 換流閥是由多個子模塊串聯組成的，每個單獨的子模塊包含一個電容器和兩個互補的絕緣柵雙極晶體管，子模塊輸出電流等于換流閥電流。 換流閥電壓為各子模塊輸出電壓之和。 模塊化多電平換流器的拓撲結構如圖1所示。

圖1 模塊化多電平換流器拓撲結構Fig. 1 Topology of modular multilevel converter

在正常運行過程中，各子模塊有兩種工作模式，如圖2 和圖3 所示。

模式一：當（上IGBT）打開、（下IGBT）關閉時，子模塊處于投入狀態。 在這種工作模式下，如果i流入子模塊（如圖2（a）），i通過給電容充電；如果i流出子模塊（如圖2（b）），i將通過從電容放電。 無論電流流向哪個方向，子模塊兩端的輸出電壓u均與電容電壓u相同。

圖2 子模塊處于投入狀態Fig. 2 The sub-module is in the input state

模式二： 當（上IGBT）關閉，（下IGBT）打開，子模塊處于切除狀態，這時子模塊兩端的輸出電壓u＝0，如圖3 所示。

圖3 子模塊處于切除狀態Fig. 3 The sub-module is in the excised state

1.2 MMC 數學模型

由于模塊化多電平換流器三相對稱，為了討論的方便，以a 相為例，對MMC 的a 相建立等效的數學模型。 電路如圖4 所示。

圖4 MMC a 相數學模型Fig. 4 MMC a phase mathematical model

其中，為直流側的電壓；為上橋臂各個子模塊輸出電壓之和；為下橋臂各個子模塊輸出電壓之和；為流過上橋臂的電流；為流過下橋臂的電流；、分別為a 相輸出的電壓和電流；、分別為阻性負載和感性負載。

模塊化多電平換流器在正常工作狀態下，上下橋臂投入子模塊數之和為，即

式中，為上橋臂處于投入狀態的子模塊數，為下橋臂處于投入狀態的子模塊數。 其中每個子模塊的電容電壓為：

根據基爾霍夫電流定律，可知輸出電流與上下橋臂電流之間的關系為：則推出a 相的輸出電壓為：

1.3 MMC 調制策略

1.3.1 常用的兩種調制策略

MMC 通過相應的調制策略控制功率模塊上開關器件的通斷，進而實現控制功率模塊的投入或切除，使得每個功率模塊所輸出的電壓波形疊加后與調制波保持一致。 目前常見的調制策略主要有載波移相調制（CPS-PWM）和最近電平調制（NLM）兩種。 其中，CPS-PWM 一般運用于子模塊數量較少的小功率場合。 由于本文搭建的仿真模型電平數較低，故采用的調制策略為CPS-PWM。

1.3.2 載波移相調制策略

如前所述，在載波移相調制策略下的MMC 交流側，所輸出的電壓波形具有諧波含量較低等優點。圖5 為CPS-PWM 工作原理的示意圖。 每一個功率模塊都會對應一個三角載波，用這些三角載波分別與正弦調制波進行比較，然后產生IGBT 所需要的控制脈沖信號。 具體的規則是：當調制波的幅值大于三角載波幅值時，所對應的功率模塊處于投入狀態，反之模塊處于切除狀態。

圖5 CPS-PWM 工作原理的示意圖Fig. 5 Schematic diagram of how CPS-PWM work

2 電容電壓均衡策略

2.1 傳統電容電壓平衡策略

傳統最近電平逼近調制框架如圖6 所示。 其中，輸入為橋臂電壓參考值。 通過計算可以得到每相需要處于投入狀態子模塊的總數， 根據電流方向對子模塊電容電壓進行排序。 充電時，電容電壓從小到大進行排列，控制前個子模塊處于投入狀態；放電時，電容電壓按從大到小排列，控制前個子模塊處于投入狀態。 這種傳統的電容電壓平衡策略，需要對所有子模塊的電容電壓進行排序，其計算量大、效率低，且不便操作。

圖6 傳統電容電壓排序法框圖Fig. 6 Block diagram of traditional capacitor voltage sorting method

2.2 新型電容電壓平衡策略

本文根據文獻中有關電容電壓平衡策略做了相應改進。 改進后電容電壓均衡策略框架如圖7 所示。 電壓外環采用PB-PID 控制器，確保相單元中所有子模塊電容電壓的平均值能夠跟蹤給定的參考值。 兩者作差之后，通過PB-PID 控制器得到環流電流的參考值，電流內環也采用PB-PID 控制器，控制實際的環流值能夠跟蹤給定的環流參考值，最后輸出的為電容電壓平均控制調節量。 將輸出的補償量與調制波進行疊加得到最終的調制波的值。 通過改變調制波大小，可控制IGBT 開通與關斷的時間，相當于改變子模塊的電容電壓，進而可以實現控制MMC 電容電壓平衡的目的。 補償量U可表示為：

其中，比例、積分和微分系數可通過BP 神經網絡訓練得到。 相比于傳統的調試，試湊得到的系數更加準確和可靠。

圖7 改進后電容電壓均衡策略框圖Fig. 7 Improved block diagram of capacitor voltage equalization strategy

3 仿真驗證分析

為了驗證本文所提出的MMC 電容電壓控制策略的有效性、正確性以及可靠性。 利用Matlab／Simulink 軟件仿真環境，搭建了基于載波移相調制的5 電平MMC 逆變器模型。 實驗數據見表1。

表1 MMC 逆變器仿真數據Tab. 1 Simulation data of MMC inverter

通過調制策略控制MMC 子模塊電容電壓進行充放電，可以實現將交流電轉換為直流電。 圖8 為a 相上下橋臂電壓的輸出波形。

圖8 a 相上下橋臂電壓的輸出波形Fig. 8 Output waveform of a-phase upper and lower bridge arm voltage

為了驗證所提出的子模塊電容電均衡策略的可靠性，在仿真過程中對子模塊電容電壓采取電壓均衡控制，每個子模塊電容電壓的初始值為200 V。通過仿真可以得到如圖9 所示的仿真波形。 其中，圖9（a）為未加入電容電壓控制前子模塊電容電壓，其電壓波動幅度為196～225 V 之間；而加入子模塊電容電壓控制一段時間后，子模塊電容電壓開始平衡，電壓波動幅度為197 ～207 V 之間（圖9（b））。波動幅度有顯著的減小，由此說明MMC 子模塊的電容電壓得到了一定的改善，驗證了電容電壓控制策略的有效性。

圖9 子模塊電容電壓仿真波形Fig. 9 Simulation Waveform of Capacitor Voltage of Sub-Module

4 結束語

本文對MMC 工作原理作了詳細的分析和研究，推導出子模塊工作的狀態空間表達式，分析了傳統的MMC 電容電壓平衡控制的不足，提出了一種基于BP 神經網絡的MMC 電容電壓均衡策略。 利用Matlab／Simulink 軟件搭建仿真模型進行驗證，實驗結果表明：本文所提出的MMC 電容電壓均衡策略，可以有效改善子模塊電容電壓穩定性，且相對于傳統方法，不需要對子模塊電容電壓進行排序，減少了計算量，提高了工作效率，應用性更強。