一種適用于FDD+TDD基站天線陣列的多天線共存方式

熊英健，劉木林，岳彩龍，高永杰，付聰

（廣東通宇通訊股份有限公司，廣東 中山 528400）

0 引言

通過將工作在0.69—0.96 GHz 的天線（以下簡稱LBA，即Low Band Antenna，低頻段天線）和工作在1.4—2.7 GHz 的天線（以下簡稱MBA，即Middle Band Antenna，中間頻段天線），利用特殊的拓撲設計緊湊地組合起來，再搭載對應的功分網絡和移相電路，控制收發頻段，并使陣元組成兩列，便形成了可用作4G LTE的FDD（Frequency Division Duplexing，頻分復用）基站天線陣列[1-5]。通過將工作在3.3—3.8 GHz 的天線（以下簡稱HBA，即High Band Antenna，高頻段天線）組 成N×M的大規模MIMO（Multiple Input Multiple Output，多輸入多輸出）陣列，再搭載特殊的功分網絡和移相電路，利用基帶和有源電路連接，使上下行鏈路的頻段相同，收發時間分段，便形成可用作5G NR（New Radio，新空口）的TDD（Time Division Duplexing，時分復用）基站天線陣列[6-8]。

5G網絡為IoT（Internet of Things，物聯網）和M2M（Machine to Machine，機器對機器）通信提供了實時的無縫連接，使得萬物智聯成為可能。然而，5G 設備的投入給運營商和設備制造商帶來了多方面的挑戰，其中運營成本和基站架構成為了當前各廠商所面臨的主要難題，而對于許多特殊環境而言，5G 設備還無法代替現有的LTE 網絡。因此，業界普遍認為，5G 設備和LTE網絡將在很長一段時間內共存[9]?；诖?，FDD+TDD 形式的基站陣列拓撲結構應運而生。

對于FDD+TDD 形式的基站天線，通常是將FDD 陣列用在0.69—0.96 GHz 和1.4—2.7 GHz 頻段，將TDD陣列用在3.3—3.8 GHz 頻段。此外，若將HBA 與控制HBA 的有源電路、功分網絡、移相電路集成于一體，再連接基帶網絡，便可形成時分雙工的AAU（Active Antenna Unit，有源天線單元）基站陣列天線。

為了設計出上述FDD+TDD 形式的基站陣列天線，首先要做的便是將LBA、MBA 以及HBA 放置在一個天線陣列當中，并讓它們在各自頻帶正常工作，互不干擾。然而現實中，當LBA 和MBA 一體組陣時，兩者間所產生的互耦影響非常大，尤其當需要將陣列小型化時，由于LBA的高度往往比MBA 高，導致MBA 在工作時，部分電場會打在LBA 上形成散射，一方面導致天線波束畸變，增益降低，另一方面導致天線自身VSWR（Voltage Standing Wave Ratio，電壓駐波比）變差。為此，國內外做了很多研究，主流分為三類：第一類是在陣元輻射面或巴倫及匹配電路上搭載周期性或非周期性的濾波電路[10-11]，濾除其他陣元帶來的跨帶干擾；第二類是在陣元下方或陣元附近的接地面上制作周期性或非周期性電路邊界[12-13]，吸收陣元輻射出來的部分電波；第三類是通過特殊的拓撲結構，給陣列的波束賦形，使陣元在陣列中組合而成的總電場矢量方向圖成“0”型，并通過控制波寬來調整增益[14-15]。此外，還有使用超材料、超表面、聲表面等特殊方式來解決跨帶干擾問題的。

對于第三類研究，當陣元分布足夠密集時，無論采用何種拓撲方式，陣元間的干擾都會使陣列天線的方向圖發生多樣的畸變，因此將上述幾類研究成果結合起來或許會成為未來的一大方向。然而，將上述幾類成果同時用在陣列中容易造成基站成本過高、元件裝配復雜，不適合批量生產。因此，對于設備制造商而言，選擇何種濾波電路、何種頻率選擇表面及何種拓撲結構，并如何將其組合起來，成為了研發和生產工作中的重中之重。

對于HBA 而言，波束賦形技術非常重要。當天線數量越多、規模越大，波束賦形技術所能發揮的作用就越明顯。然而當陣列尺寸保持不變時，天線單元間的互耦會使任一HBA 的性能變差，導致最終波束賦形的效果不理想。因此，需要對HBA 的拓撲結構進行設計，并且在單元間設置隔離條。由于HBA 采用多輸入多輸出結構，一般需要設置多個輸入端口，因此當HBA 采用新型拓撲結構后，其功分電路、移相電路以及電纜的走線均需重新設計，這給設計工作者帶來了不小的挑戰。

本文提出了一種適用于FDD+TDD 基站天線陣列的多天線共存設計，在保證駐波、增益、交叉極化比等指標不惡化的情況下，可大幅減小整體尺寸。該設計主要有以下五個方面的特征：

（1）使用同軸技術將MBA 裝載在帶有濾波電路的LBA 上方，形成用于0.69—0.96 GHz 和1.7—2.7 GHz 的雙頻雙極化同軸天線（以下簡稱DSA 天線，即Dual-band Dual-polarized Shared Aperture Antenna），并在上下方搭載不同孔徑的引向器，使LBA 和MBA 在駐波和增益均保持良好的情況下，大幅減小了FDD 基站天線陣列尺寸。

（2）在LBA 陣元之間以及LBA 與MBA 之間設置針對各種端口間隔離度的隔離條，使陣元間即便間隔很小，也不會產生明顯的耦合效應。

（3）在保證交叉極化比達標的情況下，對陣列軸向末端的DSA 天線陣元進行徑向錯位，使整列DSA 天線陣元所輻射波束的HPBW（Half-Power Beam Width，半功率波束寬度）減小。

（4）適當地在5G 陣列中的每一單元旁軸向或徑向上加載高度不等、方向不一的隔離條，使HBA 間的隔離度保持良好。

（5）將兩列包含DSA 天線和MBA 的陣列設置在5G 陣列的兩側，使每列DSA 天線和MBA 不會對另一列DSA 天線和MBA 造成任何干擾，進而去掉了因設置針對兩列同類天線間的隔離條而產生的不必要的成本。

下文對該設計進行詳細講解。

1 陣列模型

圖1 為本文所提出的FDD+TDD 基站陣列天線的天線模型圖。該天線陣列中的天線單元被分成了兩個區域，分別是FDD 天線區和TDD 天線區，其中FDD 天線區在TDD 天線區兩側，以陣列中心軸線對稱。每個區域里各有一列LBA 和一列MBA，并且除圖中的DSA1 天線之外，其他的LBA 均和MBA 共軸。注意，此處所指的MBA是圖1 中的MBA1 和MBA2，本文將其統稱為MBA。

圖1 FDD+TDD基站陣列天線布局圖

圖1 中的DSA 由LBA 和MBA1 組合而成，MBA1為一種用于1.7—2.7 GHz 的雙極化偶極子天線[16]，放置在LBA 上方；LBA 是一種輻射體為碗狀的，用于0.69—0.96 GHz 的雙極化高增益濾波天線[17]，它與上方的MBA1 陣元共用一個口徑，即它和MBA1 的中心點所連成的直線與陣列的法向量平行。

在每個DSA 兩側均有一個MBA2，該MBA2 由三層輻射體和巴倫組成，其形狀與MBA1 不同，但工作頻段同為1.7—2.7 GHz[18]。當陣列在1.7—2.7 GHz 工作時，會同時激勵一列FDD 天線區域中所有的MBA1 和MBA2，使他們作為MBA 在1.7—2.7 GHz 工作，其增益可達15 dBi。

由于圖1 的FDD 天線區域中，DSA 天線陣元和MBA2陣元間距過小，因此一方面在LBA 的輻射面上設置了濾波電路，另一方面在DSA 天線陣元間和MBA2 陣元間設置隔離條，該隔離條由圖1（b）中的隔離條1 和隔離條2 組合而成[19]。通過這兩種方法，使FDD 天線區域中的天線陣列在整體占地面積較小的情況下，正常地發出輻射。

在TDD 天線區域中有五列HBA，如圖1 所示，每列有12 個陣元，共60 個陣元，依次有序的排列在該區域中，該HBA 為一種使用了高效饋電方式且可用于2.3—3.8 GHz 的雙極化偶極子天線。將文獻[20]中的天線去除Lange 耦合器，并將其雙線極化輻射體改為用于2.3—3.8 GHz 的尺寸，配合高效饋電電路及移相電路，便形成了圖1 中的HBA。陣元下方有根據輸入端口而設置的功分電路和移相電路，可以看見，有的電路板較長，其電流流向兩個HBA；有的電路板較短，其電流只供給一個HBA。陣元四周放置有隔離條和反射帶，部分5G 陣元四周還放置特殊的隔離條，最終使所有HBA 隔離度保持正常，整體所被賦形的波束保持良好。

該基站陣列天線的所有陣元、功分電路、移相電路，以及隔離條下方均鋪設有厚度為0.2 mm 的絕緣墊，絕緣墊的材料為FR4，可有效地將接地面上方的器件與接地面隔離開來，使基站天線整體的三階交調保持正常。接地板下方為控制整個基站天線電流進出的功分板和移相電路，以及控制FDD 天線區域和TDD 天線區域的功分板及移相電路，此外還有連接各功分電路間的同軸電纜。由于這些模塊與本文所提出的拓撲設計無關，故不再贅述。

2 設計原理

2.1 DSA天線設計原理

如圖1所示，DSA天線由LBA和MBA1組成，MBA1 位于LBA 正上方，其饋線由中間穿過，直接饋在MBA1 底部，MBA1 和LBA 之間并沒有直接接觸。LBA 的輻射面分別為負責45°方向極化電場的輻射面和負責-45°方向極化電場的輻射面，兩個輻射面電路形狀一致，電路走向相互正交，其上各有兩組帶阻濾波器，該濾波器將MBA1 輻射下來的電波濾除，從而不會在LBA 上形成明顯散射，使DSA 在0.69—0.96 GHz 和1.7—2.7 GHz 均能良好工作。

DSA 天線中的LBA 輻射體四周是彎折向上的，該設計有三點好處：一是在保持LBA 等效口徑不變的情況下，將LBA 橫截面積減小；二是在其上布置濾波結構，濾除來自MBA 的電波；三是對于DSA 天線上的MBA1形成一圈反射帶。由于MBA1 在LBA 上方，使得MBA1距離接地面很遠，因此將彎折向上的LBA 輻射體布置在MBA1 巴倫周圍，使MBA1 的方向性系數更高，到達指向角方向的能量更高，從而使整體MBA 朝上輻射的波束增益無明顯減小。

2.2 FDD天線拓撲原理

單個天線在傳輸信號時會在傳輸過程中產生多徑衰落，因此現代基站為了減少該影響而使用了分集技術[21]，并反過來通過該技術利用多徑衰落來提高通信效率和通信質量。隨著時間的推進，從2G 到當前的5G，基站天線也從最初的單輸入單輸出發展到多輸入多輸出。然而這種信號傳輸模式需要多列陣元排布在較小的空間中，因此需要對其拓撲結構做出特殊設計，避免任一天線陣元的工作被其他天線陣元干擾。若設方向圖函數為Fe(θ,φ)，天線單元按圖2 所示排列，且第一個單元位于坐標軸原點，其坐標記為z0，其輸入電流的復矢量記為?0；記第一個單元與第二個單元之間的輸入電流相位差為α0，并設第n個單元對應Z軸上的坐標為zn-1，其輸入電流的復矢量為?n-1，它與第n-1 個單元間的輸入電流相位差為αn-1；記陣列與遠場某點P之間的距離約為r，α0為0，則在天線自身路徑無能量損耗的理想狀態下，該線陣在點P(r,θ,φ)處的總場?為：

圖2 單列點源等效輻射圖

其中，A為引入的一個與天線單元形式有關的比例系數，此處可以理解為因天線實際形式而造成的與理想點源的不同之處；式中：

可將此處的k理解為傳播常數。

若單元間距相等且都為d，同時各單元間饋電電流的相對相位差均為α，則式(1)可變為：

若根據上述公式將電場隨坐標的變化曲線繪制出來，便可得到所需要的FDD 天線區域側射陣的方向圖。

對于圖1 中的FDD 天線區域而言，DSA 天線和MBA天線的設計可參考文獻[7]，當它們按照圖1 中的形式分布時，DSA 天線和MBA 天線之間的耦合會非常嚴重，因此本文將DSA 天線的輻射面做出改動，將DSA 天線中LBA的輻射面的外圍向上彎折，并采用鏤空的方式在上面制造出可等效帶阻濾波電路的結構，再和輻射面上的電路形成完整的寬帶帶阻濾波電路。通過這種結構使MBA 天線輻射到LBA 上的電波被吸收，從而不會導致任何散射現象。

然而，MBA 與DSA 天線之間的影響不止上述這一種，當MBA 工作時，MBA1 與MBA2 之間由于距離太近，會導致隔離度變差，同時MBA2 和LBA 之間的隔離度也會因為間距太近而受到影響。當MBA2 被激勵后，其輻射面朝其指向角方向和反向發出電波，其中朝指向角反向發出的電波會打在接地面上，從而形成感應電流，這部分電流會流向DSA 天線下方的饋線上，然后隨著饋線中的導體流向天線中，一部分流向LBA 上，使其發出波形不規則的輻射；另一部分流向MBA1 上，使MBA1 和MBA2 之間的隔離度惡化。如圖1 所示，通過在MBA2 和DSA 天線間搭載隔離條1 和隔離條2，使DSA 天線和MBA2 間的電流被隔絕，從而改善了MBA2 和DSA 之間各端口的隔離度。

2.3 TDD天線拓撲原理

如圖1 所示，可以看出，TDD 天線區域中的HBA，相鄰兩列間進行了錯位處理，設每列陣元間距為d1，其相對于相鄰一列陣元而言，均向軸向正方向或負方向平移了d1/2。對于FDD 天線而言，其每一列都是單獨工作的，因此須完全隔絕兩列間的干擾；而對于MIMO 天線陣而言，其列與行的區別并非像FDD 天線那樣重要，它是將所有HBA 作為一個面陣，通過改變相位和電流幅度而工作的。因此對于圖1 中TDD 天線區域的拓撲設計，每個HBA 的間距都是十分合理的。若將圖1 中的4 列HBA 由左至右分別設為第1 列至第4 列，其輻射出的總電場矢量分別為，TDD 天線區域所輻射出的總電場記為?，則：

若將每個HBA 看成一個點源，則整個TDD 天線區域中的陣列可以被簡化成圖3，如圖所示，為方便計算，第1 列依舊如圖2 中的線陣一樣，被放置在z軸上，相鄰的每一列在y軸方向上均相距m，相鄰的每一列中從左至右第一個單元在z軸上均相距n。若將第1 列至第4 列與遠場P點的等效距離分別記為r1至r4，輸入電流復矢量分別記為?N1 至?N4，帶入式(1) 中即可計算出部分單元錯位后，TDD 天線區域的總電場。通過該式可以看出，只要控制部分HBA 幅度和相位，即便部分單元錯位放置，其總場依舊可以變得和常規拓撲結構的電場一樣，且其交叉極化比也不會有明顯惡化。

圖3 多列點源等效輻射圖

然而通過該拓撲結構依然無法完全消除相鄰的HBA 間的互耦影響，為了保證基站的小型化，本文在部分單元中間添加了隔離條，通過實測，只針對隔離度大于-20 dB 的相鄰端口間施加隔離條，這樣能防止因隔離條放置過多而使空間中的電場造成過量的損耗。如圖1 所示，在TDD 天線區域內，部分HBA 間有沿陣列徑向延伸的隔離條1，用來隔離不同極化的兩個端口間的隔離度；部分HBA 間有沿陣列45°方向延伸的隔離條2，這是用來隔離同極化的兩個端口間的隔離度。此外，通過圖1 可以發現，所有共用一塊功分電路板的HBA中間并未加載任何隔離條，這是因為本設計直接在功分板上添加了濾波電路，一方面能有效濾除流向各端口的來自其他天線的電流，另一方面能大幅降低成本，減小因在陣元間添加過多隔離條而導致的交叉極化比的惡化和增益的降低。

通過將5G 天線陣列如圖3 方式分布，并加載上述多種隔離條，仿真結果如圖4 所示，其中圖4（a）是通過控制5G 陣元電流相位差，使天線波束指向基站側向2 元時，工作于3.5 GHz 的TDD 天線垂直面方向圖；圖4（b）是通過控制5G 陣元電流相位差，使天線波束指向基站側向12°時，工作于3.5 GHz 的TDD 天線垂直面方向圖。

圖4 TDD陣列在3.5 GHz的仿真結果圖

同理，通過將式(3)放進式(4)的變式中也可以計算出，當末端的DSA1 天線相對于其他DSA 天線陣元徑向錯位放置時，整個陣列在相應頻帶工作時所產生的電場，可以發現，由于DSA1 天線是由LBA 和MBA1 組合而成的，故該設計同時使天線在0.69—0.96 GHz 和1.7—2.7 GHz 工作時的HPBW 變窄了。

3 實測結果

為了驗證本文所提出的設計是有效的，現將陣列組裝，并加載功分電路和外機組成整機進行測試。其測試結果如圖5 所示。由圖可知，陣列在各頻段工作良好，VSWR 均保持在1.4 以下，波束無畸變，HPBW 保持在65±10 °，證明本文所提出的拓撲結構是可靠的。

圖5 陣列實測結果

為了驗證本設計中所搭載隔離條在陣列中所起到的作用是真實有效的，下面將陣列中的部分隔離條去掉，其實測結果與完整陣列設計的實測結果進行對比，如圖6 所示，可見，當去掉用于FDD 天線區域的隔離條1 和隔離條2 時，MBA1 天線與MBA2 天線在1.7～2.0 的隔離度大于 -20 dB；當搭載隔離條1 時，其隔離度在1.7—2.0 GHz 改善了約7 dB；當同時搭載隔離條2 時，其隔離度在整個工作頻段內均小于-28 dB，達到基站天線指標。

圖6 有無各類隔離條時MBA1與MBA2間的隔離度

4 結束語

本文通過使用設計DSA 天線使LBA 和MBA 同軸，減小了LBA 和MBA 在基站當中所占的面積。為了使MBA與DSA 能夠在間距更小的情況下依舊良好工作，本文使用了多種隔離條針對不同的端口進行隔離，使FDD 區域的天線在0.69—0.96 GHz 和1.7—2.7 GHz 均可良好工作。為了讓基站中的每一列FDD 天線陣列良好獨立地工作，本文將兩列FDD 天線陣列分別放置在基站兩側，使兩列間互不干擾，同時，將末端的DSA1 天線相對于其他DSA 天線徑向錯位，減小了0.69—0.96 GHz 和1.7—2.7 GHz 兩個頻帶的波寬。在TDD 天線區域，本文利用部分HBA 軸向錯位，再適當地且有針對性地搭配不同形式的隔離條，將每個HBA 單元間的隔離度調整到最佳，使HBA 陣列良好工作。最后，通過實測證明了本設計是可靠的，能夠成功地使FDD+TDD 陣列小型化。未來將繼續優化該天線陣列，通過引進性能更優的反射帶，使FDD+TDD 陣列在小型化的基礎上實現更高的增益。

本設計在不降低性能的情況下，使FDD+TDD 基站陣列天線尺寸減小，在未來的5G 甚至6G 市場中具有較強的競爭力。