基于電能計量的一站式智能兆瓦箱友好接入電網關鍵智能控制技術研制

黃和平 顧章平 鄭建 陳曉琳

（1.浙江正泰儀器儀表有限責任公司 2.上海正泰電源系統有限公司）

0 引言

隨著國家能源革命戰略“雙碳”目標的推進，建設以集中式新能源場站和分布式微網，作為骨干網架的新能源互聯網系統融合發展的重要方向。將對綜合能源互聯系統的新型生態架構產生深遠影響［1－3］。

作為集中式新能源場站的核心部件，一站式智能兆瓦箱系統高比例友好大規模接入電網，風光火發電電力系統的電力電子化特征裝備相互作用、學術作者羅干等從并網頻率μs－ms－s的弱同步電網（見圖1），在研究的文獻［4－7］中討論新能源接入電網引發的寬頻帶震蕩和系統不穩定問題，阻抗的測量和方法；文獻［8］中討論基于LCL濾波的并網逆變器的有源和無源阻尼控制方法；文獻［9］中討論基于LLC濾波的并網逆變器諧振變換器；專利文獻［10］中討論一種適用于LCL型并網逆變器的組合濾波前饋控制方法；專利文獻［11］中討論一種電網參數在線識別的并網逆變器諧振智能抑制方法；專利文獻［12］中討論多重化逆變器及有源電力濾波系統；專利文獻［13］中討論基于LCL濾波器的雙向直流變換器的控制裝置和方法；專利文獻［14］中討論有源阻尼LCL濾波器、有源阻尼控制裝置、方法和系統；以上技術在實際應用中存在以下問題。

1 新能源大比例接入市電網造成寬頻帶振蕩安全問題機理分析

一站式智能兆瓦箱系統高比例友好大規模接入電網，隨著光伏新能源在電網接入的比例接近接納上限，在實際應用中，上述研究成果暴露出一些問題。

新能源占比升高后，電力系統調節能力下降，湖南大學學者羅安研究得出：如圖1所示，多樣化電力電子裝置與電機存在強耦合、寬頻域、低慣性，及新能源發電系統與直流輸電系統，同電網存在弱同步的影響；次／超同步振蕩現象，制約新能源大規模消納；如圖2、圖3所示，逆變器阻抗呈感性，逆變器阻抗相位低于－90°；電網阻抗呈容性；電網阻抗相位為90°，逆變器臺數增多、逆變器感性阻抗大于電網阻抗容性阻抗，鎖相環帶寬增大，通過電網阻抗Lg等對逆變器與電網系統穩定性變差（見圖4）；對電網無功支撐能力不足，電壓穩定性降低，故障電壓波動大。

圖1 新能源接入弱同步電網

圖2 逆變器并網系統中的失穩機理與阻抗特性

圖3 逆變器并網系統中的失穩機理與阻抗特性

圖4 鎖相環通過電網阻抗L g對逆變器的不利影響

多電平變流器控制的一站式智能兆瓦箱系統存在問題分析如下。

現有的電力電子器件的工藝水平，其功率處理能力和開關頻率之間是矛盾的，功率越大，開關頻率越低。所以為了實現高頻化和低EMI的大功率變換，在功率器件水平沒有本質突破的情況下，有效的手段是從電路拓撲和控制方法上找到解決問題的方案［15－16］。因此一站式智能兆瓦箱系統中，電平技術模塊作為核心功能之一決定著系統轉換效率，多電平變流器控制策略的主要控制目標為：

l）控制變流器本身工作狀態，其中包括直流母線電容電壓平衡控制、開關損耗控制、輸出波形質量控制等。

2）控制電壓輸出，使變流器輸出的脈沖序列與參考電壓波形等效。根據開關頻率的高低，可以將多電平變流器的控制策略分為兩個類別：①開關器件工作在低頻方式中，在輸出電壓或電流一個周期中，開關器件只進行一次或兩次動作。主要有選擇性諧波消除調制（SHEPWM）［17－18］和階梯波調制［19］；②開關器件工作在高頻方式中，在輸出電壓或電流一個周期中，開關器件要進行多次動作，主要有載 波PWM調制［20］和空間矢量調制（SVPWM）［21］。

以上調制逆變器的廣泛接入電網，使電網呈弱電網特性，存在時變性的線性阻抗和背景諧波，即便采用LCL濾波的有源或無源阻尼抑制諧波，電網阻抗的電感部分對電流控制性能存在影響，當電網感抗較大時，對于采用電流開單環控制策略的LCL型逆變器，電網感抗的變化會導致其諧振頻率偏移，現有調制控制器無法跟蹤這個偏移的頻率，LCL濾波器自身為三階系統，在其諧振頻率處存在諧振尖峰及帶來的諧波問題，從而導致系統不穩定和成為影響電網電能質量以及用電設備正常運行的重要因素。同時現有逆變設備具有轉換效率低、與電網智能交互性不強、運維效率不高等缺點。在弱電網條件下，研發開發新型調制控制器，提高逆變器的魯棒性勢在必行。

基于已有研究成果［22－23］，綜合一站式智能兆瓦箱系統高比例友好大規模接入電網的標準與要求，本文提出了一種基于電能計量的一站式智能兆瓦箱友好接入電網的控制技術模型（見圖5）。

2 電能計量型一站式智能兆瓦箱模型系統結構與主要單元

針對現有技術和研究成果的不足，電能計量型一站式智能兆瓦箱模型系統與傳統的集中式大型逆變相比，項目從國家戰略需求出發，它集成了多個智能功率模塊化組成一對競爭式主重變流器、多電平基于電能計量的雙矢量智能功率控制模塊（SVM1控制器和SVM1控制器組成），每個智能功率控制模塊對應一個SVPMW對應控制，每一個對應SVPMW都通過輸出端配對云管理器，將控制的各種參數信號傳輸到測控電源柜，以太網通信與光伏電站智能云監控系統交互傳送信息和控制指令、克服傳統人工巡檢，全新開發智能監控SCADA系統；實現數據自動采集、雙向通信、實時監控和平臺前后支撐等功能，包括一對基于雙向計量有功和無功電能表；整個直流配電、逆變發電、通信監控、升壓掛網系統進行高度一體化集成（如圖5和圖6所示）。

圖5 雙并逆變模塊組成兆瓦箱原理模型圖

2.1 電能計量雙矢量智能功率控制模塊電路拓撲結構

圖6 所示，光伏陣列輸入，經DC／DC變換，IGBT／IGCT功率開關（智能模塊開關）逆變，三相逆變電壓輸入LCL濾波模塊，經濾波后三相電壓與交流電流輸入，各兩套雙向有功和無功功率智能計量的電能表，對電網輸入、逆變器輸出電網或負載的有功和無功瞬時功率實時計量，對直流變換電路的最大功率MPPT通過控制器進行跟蹤，有功和無功功率經新型瞬時功率電路的經電流線圈和電壓線圈同步輸出瞬時功率、和三相電壓經3S／2S變換電路、鎖相環電路。LCL濾波由雙矢量控制系統SVM，及由功率外環控制環、電壓電流內控制環、門極控制等組成S控制器輸出的三相電壓輸出SVPWM，每一相SVPWM控制逆變器智能功率模塊上的開關工作。

圖6 電能計量雙矢量智能功率控制模塊電路拓撲圖

為了評價分析電能計量多矢量智能功率控制模塊電路拓撲簡化，分成正序電路和負序電路如圖7所示。正序電路和負序電路均由INV和Power Grid及有功和無功計量電路組成。

圖7 圖6的等效電路分解電路圖

2.2 電網雙向有功（無功）電能正負序智能計量原理電路

如圖8所示，在逆變器交流輸出與電網的公共接點處，基于電能計量設計的雙向有功（無功）電能正負序智能計量電路，是采用三個ADE7912／ADE7913器件和一個微控制器，微控制器接入微控制系統，微控制系統通過SPI通訊接口，與MCU芯片互通，MCU芯片與紅外通訊、光纖RS485，藍牙、載波、實時時鐘、數據存儲、通訊模塊互通；MCU芯片輸出信號與LCD顯示、報警模塊、正負序有功和無功功率連接，磁場檢測和按鍵輸入信號、電能檢測計量功率、繼電器控制與檢測、低功耗電源管理均輸入MCU芯片；低功耗電源管理信號，輸入實時時鐘一個4.096 MHz晶振為ADE7912／ADE7913提供時鐘，以便檢測A相電流和電壓。檢測B相和C相電流電壓ADE7912／ADE7913器件由檢測A相電流電壓的ADE7912／ADE7913的CLKOUT／DREADY引腳產生的信號提供時鐘。也可以采用另一種配置，即讓微控制器產生一個4.096 MHz時鐘，并提供給所有ADE7912／ADE7913器件的XTAL1引腳（參見圖6）。注意，XTAL1引腳支持3.6 MHz至4.21 MHz的時鐘頻率。微控制器利用SPI端口與ADE7912／ADE7913器件通信。三個I／O引腳（CS＿A、CS＿B和CS＿C）用于產生SPI CS信號。微控制器的SCLK、MOSI和MISO引腳直接連到各ADE7912／ADE7913器件的對應SCLK、MOSI和MISO引腳，這些連接未顯示。

圖8 雙向有動（無功）電能正負序智能計量電路圖和相量圖

ADE7912／ADE7913設計用于三相電能計量系統，其中一個帶SPI接口的主器件（通常是微控制器）管理兩個、三個或四個ADE7912／ADE7913器件。A相電流IA利用一個分流電阻進行檢測。分流電阻的一端連接到ADE7912／ADE7913的IM引腳，成為ADE7912／ADE7913隔離端的地GNDISO（引腳10）。A相至零線電壓VAN利用一個電阻分壓器來檢測，VM引腳也連接到IM和GNDISO引腳。注意，ADE7912／ADE7913 ADC所檢測的電壓與VAN和IA相反，這是單相計量的經典方法。其他監控B相和C相，連接方式相似。V2P電壓通道主要用于測量輔助電壓，僅ADE7913提供該通道。如果不使用V2P（ADE7912就是這樣），應將V2P連接到VM。當監控三相系統的零線時，如何連接ADE7912／ADE7913輸入端。零線電流利用分流電阻檢測，分流電阻上的電壓在全差分輸入端IP和IM上測量。地至零線電壓利用單端輸入V1P和VM處的分壓器檢測。ADE7912／ADE7913器件電流與電壓輸出均接入對應電網a相，b相，c相有功表與無功表線連接組成雙向有功（無功）電能正負序智能計量電路。有功功率與無功功率電路區別在于，有功功率電路無電阻Rc。有功和無功雙向計量與向電網提供支撐的通過雙向開關自動切換及并網逆變各相的電流指紋電路提供電流指紋自動識別有功和無功雙向計量的身份和電能值。無功電能采用兩元件60度型三相三線無功電能計量。

國標GB／T19964—2012《光伏發電站接入電力系統技術規定》要求以最大能力通過無功電流，實現對電網電壓的支撐；最大無功電流要求大于1.05倍的額定電流，在單相或兩相電網斷路條件下，電網電壓存在正序和負序電壓，為了實現不對稱電壓跌落過程中，無功電流對電網電壓的支撐功能，采用正負序雙矢量控制SVPWM實現零電壓穿越，控制過程中，首先將跌落的電壓（即使到零電壓），分解為正序電壓和負序電壓，然后進行獨立的雙閉環控制，輸出相應的正序電流和負序電流，同時，在零電壓的跌落過程中，因為電壓已到零，無法實現電壓的鎖相與電網電壓相位的跟蹤，通過切換開關，注入無功電流，確保電流與電壓的同相位，實現零電壓鎖相。

圖8a為兩元件60度型三相三線無功電能計量的相量。

2.3 多電平兆瓦箱智能空間矢量調制（SVPWM）設計

高壓大容量的電力電子變換，近年來多電平變流器的研究受到廣泛重視，并得到了一定的應用。多電平變流器輸出端可以有更多級的輸出電壓波形，諧波含量小，波形更接近正弦波，變流器性能更好。對此，提出了一種全新的二極管鉗位式多電平變流器，這種變流器的特點是主電路和控制電路比較簡單，控制方式也比較簡單，便于雙向功率流動的控制，功率因數控制也方便。一個m電平變流器，每相橋臂鉗位 二極管個數為（m－1）×（m－2）。如三相三電平變流器的電路由于三相工作原理一樣，那么就以A相分析。它由 兩個直流分壓電容C1＝C2，4個開關管，4個續流二極管和兩個鉗位二極管VDa1和VDa2組成。當開關管Sal和Sa2同時導通時，A點對O點的電壓為E／2，開關管狀態不同輸出電壓不同，由于B，C和A三相相位互差120度，因此線電壓可以五種電平，因此通過適當的控制，三電平逆變電路輸出電壓諧波可大大少于兩電平逆變電路。

在控制上采用空間矢量調制（SVPWM）策略，SVPWM技術最早來源于交流電機控制中，為了在電動機空間形成圓形旋轉磁場，對于兩電平六開關變流器來說，在不同開關狀態下，可以形成8個電壓空間矢量，共同構成一個正六邊形電壓空間矢量圖。由空間矢量所在區域的開關空間矢量運用“伏秒相等”的原則進行合 成任意矢量。多電平SVPWM方法是由兩電平SVPWM方法演化而來，三電平變流器的電壓空間矢量為27個，包括零矢量，短矢量，中矢量和長矢量。空間矢量調制方法的主要特點是直流母線電壓的利用率很高，開關損耗低，調制比大，動態性能好，當應用于五電平以上場合時，控制算法比較復雜，較難實現，所以當前多電平SVPWM技術的研究一般只限于五電平及以下。另外，作者采用了主從控制的方式，解決了 多模塊并聯的均流問題，這個主從控制，加入了公司獨有的主機競爭機制，實現了主機故障，從機主動切換為主機，變流器系統的平穩切換。同時采用了數字同步技術，實現了脈沖級的PWM同步，有效解決了環流問題。

該電路拓撲的優點是：輸出功率大，電平數越多，輸出電壓諧波含量越少。階梯波調制時，器件在基頻下工作，功率器件損耗小，輸出功率大，動態響應好，傳輸帶寬較寬。

該電路拓撲的缺點是：m電平變流器每相需要耐壓等級相同的二極管數量為（m－1）×（m－2），使得制造成本增加線路安裝困難。

3 智能兆瓦箱智能功率控制模塊建模設計

針對現有大型光伏發電系統集成度低、維修維護不方便、變流器多機并聯諧振問題的不足，正泰電源一站式智能兆瓦箱系統采用了智能功率控制模塊化設計方案（如圖6），實現人機交互一體化控制，有效解決變流器多機并聯諧振問題，在電網交互上，運用了三相系統中矢量控制坐標變換技術，在智能功率控制模塊化設計方面兼顧考慮了低通濾波特性，節省了額外濾波器設計，同時閉環鎖相可直接鎖定市電相位和頻率，完美實現電網的追蹤配合，為實現從光伏電站替代傳統非可再生能源電站奠定了基礎。模塊中的核心技術雙矢量環控制，需要對正序和負序電流、功率、阻抗分別進行控制。

根據圖6所示中智能功率控制模塊的建模如下：圖6給出了變流器的主電路拓撲結構，同時定義了電流的正方向，列寫上圖中各量的定義如下：

正序阻抗：

負序阻抗：

式中，HI（s）為電流環PI控制器；TPLL（s）為鎖相環傳遞函數；Km為逆變器增益；GV（s）和G（s）為電壓和電流濾波器；Vp，Vn分別為正負序電壓的峰值，Ip，In分別為正負序電流的峰值，φ1，φ2分別為正負序電壓的初相角，θp，θn分別為正負序電流相對于電壓的起始角，Km為逆變器電壓增益；ω為基波電壓角頻率；Gi（s）為采樣延時環節的等效傳遞函數。θPLL為鎖相環相角；HI（s）為電流環調節器；v1為電網電壓峰值；I1為基波電流峰值；φi1為基波電流初相角；f1為基波頻率；Up為正序電壓擾動峰值；fp為正序電壓擾動頻率；φup為正序電壓擾動初相角。Tp（s）、Tn（s）分別為鎖相環正負序傳遞函數。

［－up（s）］／Z＿n（s）、［－un（s）］／Zn（s）分別為正負序電壓控制電流源；Zp（s）、Zn（s）分別為正負序鎖相環等效阻抗；Zid＿p（s）、Zid＿n（s）分別為正負序理想輸出阻抗；Ip（s）、In（s）分別為正負序并網電流；vp（s）、vq（s）分別為正負序PCC電壓。

根據恒幅值Clark變換公式，可以得到兩相旋轉坐標系下的電壓電流的表達式：

在三相對稱系統中，dq在基波穩態時均是直流分量。d軸與電網電壓矢量重合，表有功分量（P），q表無功分量（n），那么有功和無功就可以獨立控制。如果濾除2次諧波，可以看到基波有功無功的瞬時值表達式如下：

參照上面的分析，重新將圖6電能計量多矢量智能功率控制模塊（500kW的控制系統）結構和二極管鉗位二電平升級改造為五電平逆變器如下：

先將二電平升級改造為三電平（圖9）后，經驗收符合相關規定標準后，再建模設計為單模塊為二極管鉗位五電平的500kW－630kW（圖10）。為行業先進示范逆變器。

圖9 二極管鉗位三電平拓撲電路圖

圖10 二極管鉗位五電平拓撲電路圖

電容C1與電容C2串聯將電平分成3電平，電容C1與電容C2的中點為中性點，輸出電壓Vag有VAB／2，0和－VAB／2；功率開關T1和T3連通，Vag有VAB／2；功率開關T2和T4連通，Vag有－VAB／2；功率開關T3和T4連通，Vag有0；VD1與VD2將輸出電壓鉗位則為直流母線電壓的一半。功率開關T1和T3連通，a和b之間的電壓差為VAB，VAB＝Vab；VD2平衡T2和T4之間的電壓。T4承受電容C1上的電壓，T2承受電容C2上的電壓，當輸出電壓被轉移到ab之間，此改進為三電平的二極管鉗位逆變器輸出Vag有VAB／2，0和－VAB／2三個電平，為DC－DC直流逆變器。

按照二極管鉗位三電平拓撲電路圖原理，直流母線電壓Vdc被串聯在直流母線線端的電容C1、電容C2、電容C3、電容C4四等分，每個電容上分得1／電壓Vdc電壓，通過二極管鉗位，每一個功率開關承受一個電容上的電壓1／電壓Vdc，則對一個單臂橋M電平的二極管鉗位逆變器，每個功率開關僅承受Vdc／（M－1）。

對于二極管鉗位五電平逆變器，以a相為例，中點G為輸出電壓的參考點，a相有四對互補的開關器件，即以下互補的開關器件為一個開通另一個關斷。

因此a點和G點存在5中電平VaG＝Vdc／2時，需開通VTa1、VTa2，當VaG＝Vdc／4時，需開通VTa2、VTa3、VTa4、VT，a1；當VaG＝0時，需開通VTa3、VTa4、當VaG＝－Vdc／2時，需開通當VaG＝－Vdc／4時，需開通；其原理波型圖見圖6所示。

圖11 二極管鉗位五電平原理波形圖

二極管箝位型五電平逆變器的輸出電壓電平開關狀態如表10所示。該電路直流側有四個電容，輸出的相電壓為五電平，線電壓為九電平。對于N電平電路，直流側需要N－1個電容，能輸出N電平的相電壓和（2N－1）電平的線電壓。

表1 二極管箝位型五電平逆變器的輸出電壓電平與開關狀態

（續）

其中1代表導通，0表示關斷。但是，二極管箝位型五電平逆變器也具有如下缺點：①功率開關被箝位在Ui／（N－1）電壓上，二極管電壓應力不均勻，即有不同倍數的Ui／（N－1）反向耐壓，若要使二極管的反向耐壓與功率開關相同，則每相橋臂需要（N－1）（N－2）個二極管串聯，如圖6所示。②當逆變器只傳輸無功率時，半個周期內相同的充電和放電平衡了電容電壓，當逆變器傳輸有功功率時，由于各個電容的充電時間不同，將形成不平衡的電容電壓。對于二極管電壓應力不均勻顯現，若按照最大值選取則造成浪費，如果多管串聯又會產生均壓問題。表1所示的二極管自箝位電路，可將箝位二極管串聯均壓問題。

二極管自箝位電路結構與二極管串聯箝位有相同的功率開關數和控制方法，只是二極管的位置不同。當N＝5電平的逆變器需要四個載波信號，相電壓的離散值為：VaG＝Vdc／2時，VaG＝Vdc／4時，VaG＝－Vdc／2時，VaG＝－Vdc／4時多電平逆變器的缺陷之一是直流環節電容器不能由單個直流電壓源供電。這是由于直流母線上逆變器所需的電流不是對稱的，而且電容器不均勻分擔直流電壓源。例如，三電平逆變器需求側為三角形－星行的變壓器符合這一要求，另外除多電平兆瓦箱智能空間矢量調制（SVPWM）滿足要求外，由于消除了電源電流5次和7次諧波，因而將提高逆變器的性能。

階梯波調制是參考電壓和輸出電壓波形如圖12所示，輸出電壓調節依靠直流母線電壓或移相角。在階梯波調制中，可以通過選擇每一電平持續時間的長短來實現低諧波抑制和消除。

圖12 二極管鉗位五電平階梯波調制原理

4 智能兆瓦箱智能功率控制模塊電路設計

依據圖13，多矢量智能功率控制模塊是由電壓控制環和電流控制內環、功率控制環、三軸轉化二軸的正序電壓和負序電壓控制組成。

圖13 多矢量智能功率控制模塊電路結構圖

4.1 直流最大功率跟蹤d軸正序電壓和負序電壓矢量

電壓控制環主要是依據直流側的有功功率P＝Udc×Ibus，mppt跟蹤圖10所示調節Id可對直流母線電壓Udc的控制。

經3S／2R同步旋轉坐標系下，三相交流變量均變d軸q軸的分量兩相直流量，控制器設計用PI控制。光伏陣列的輸出電流和光伏陣列每串組的電壓輸入MPPT，MPPT輸出正序標準參考電壓Uref，與直流母線電壓Ubus作為極序進行比較，作為2Ubus／3Ud的輸入，然后進行第一次PI計算得出正序的Idref；第二路是光伏陣列的電壓算數平均值Ipvavg作為正序，光伏陣列的輸出電壓Ipv作為負序進行比較后，進行第二次PI計算得出正序的Idref；與第三路是正序電路中的電流內環控制的正序有功電流Id分別進行比較的結果輸入第二次PI計算得出正序的Ud。

LCL濾波電路中Lf和cf輸出電壓Va、Vb，Vc經3S／2R與輸出電壓Va、Vb，Vc的鎖相PLL的旋轉角Э，同步旋轉坐標系二軸輸出電壓Vd、Vq，電壓Vd、Vq經LPF＋BPF低通濾波和原始鏈路層封包收發，輸出正序電壓Vd＋、Vq＋。

正序電路正序無功電流Iq輸入q軸耦合項－ωLiq與軸上ωLiq進行抵消，q軸分量受iq的作用，－ωLiq輸出與Vd＋及第二次PI計算得出正序的Ud比較，輸出經2 R／2S轉換后，輸出αβ軸的靜態Uα＋，Uβ＋，靜態Uα＋，Uβ＋，輸入SVM，SVM輸出經2s／3s轉換，正序三相電壓輸入SVPWM。

4.2 LCL濾波電路三階正序電路三次坐標轉換靜態雙矢量

如圖9所示，LCL濾波電路中Lf輸出電流Ia、Ib、Ic、分別與Lf輸出電流算數平均值Iaavg、Ibavg、Icavg、進行比較后輸入電流前饋控制P，經電流前饋控制P后輸出值與LCL濾波電路中Lf輸出電流Ia、Ib、Ic再比較，一路輸出正序電路的轉換3S／2R，另一路輸出負序電路的轉換3S／2R；LCL濾波電路中Lf和cf輸出電壓Va、Vb，Vc經正負序分離為正序電壓Va＋、Vb＋，Vc＋，Va－、Vb－，Vc－；Va＋、Vb＋，Vc＋，輸入鎖相PLL輸出到功率因數－1，旋轉角Э與3S／2R互傳，經電流前饋控制P后輸出值與LCL濾波電路中Lf輸出電流Ia、Ib、Ic再比較與旋轉角Э輸入3S／2R的值，經3S／2R坐標旋轉，在經經LPF＋BPF低通濾波和原始鏈路層封包收發，輸出dq軸的正序電壓Id＋、Iq＋；正序電壓Id＋輸入d軸耦合項是ωLid，只需在d軸上分別加－ωLiq和ωLid進行抵消，抵消掉耦合項之后，d軸分量受id的作用，即可采用PI控制器。ωLid經ωL輸入比較器。

cf輸出電壓Va、Vb，Vc輸出兩路；一路經低電穿越能力和均方根檢測輸出電壓暫降比率與接受電流比，到功率因數－1，并輸出正序的無功功率標準參考值Iqref＋，有功電流Iq＋與無功功率標準參考值Iqref＋經比較，輸入經PI處理后輸出d軸的電壓Ud；cf輸出電壓Va、Vb，Vc輸出另一路經3S／2R與鎖相PLL輸出旋轉角Э，輸入3S／2R坐標轉換后，輸出dq軸的Vd、Vq，在經LPF＋BPF低通濾波和原始鏈路層封包收發，輸出dq軸的正序電壓Vd＋、Vq＋；Vq＋與Lid經ωL輸入值及Ud＋進行比較，輸入2R／2S經轉換輸出，同時3S／2R與輸出電壓Va、Vb，Vc的鎖相PLL的旋轉角Э輸入2s／3s轉換，輸出αβ軸的靜態Uα＋，Uβ＋，靜態Uα＋，Uβ＋，輸入SVM，SVM輸出經2s／3s轉換，正序三相電壓輸入SVPWM。

3S／2R與輸出電壓Va、Vb，Vc的鎖相PLL的旋轉角Э，同步旋轉坐標系二軸輸出電壓Vd、Vq，電壓Vd、Vq經LPF＋BPF低通濾波和原始鏈路層封包收發，輸出正序電壓Vd＋、Vq＋。

4.3 LCL濾波電路三階負序電路三次坐標轉換靜態雙矢量

三階負序電路三次坐標轉環中，3S／2R轉成2R／2S，成旋轉dq軸，2R／2S將旋轉dq軸轉換成αβ軸的靜態。

3S／2R輸入有三路，LCL濾波電路中Lf輸出電流Ia、Ib、Ic、分別與Lf輸出電流算數平均值Iaavg、Ibavg、Icavg進行比較后輸入電流前饋控制P，經電流前饋控制P后輸出值與LCL濾波電路中Lf輸出電流Ia、Ib、Ic再比較，第一路輸出負序電路的轉換3S／2R。

cf輸出電壓Va、Vb，Vc輸出兩路。一路是Va、Vb，Vc輸入正負序分離，分離成正序Va＋、Vb＋，Vc＋和負序Va－、Vb－，Vc－。正序Va＋、Vb＋，Vc＋入鎖相PLL的旋轉角Э輸入功率因數－1。第二路輸出負序電路的轉換3S／2R；負序Va－、Vb－，Vc－輸入3S／2R與轉換鎖相PLL的旋轉角Э輸出；有功電壓Vq和無功電壓Vd的關系輸出相角Ψ，相角Ψ一路輸入最大電流Imax，第二路輸入3S／2R。

cf輸出電壓Va、Vb，Vc輸入3S／2R，有功電壓Vq和無功電壓Vd的關系輸出相角Ψ輸入3S／2R、鎖相PLL的旋轉角Э輸入功率因數－1，輸出值輸入3S／2R；這三個輸入因數經3S／2R、與經經LPF＋BPF低通濾波和原始鏈路層封包收發，輸出d軸的負序電壓Vd－和輸出q軸的負序電壓Vq－。

第一路輸出負序電路的轉換3S／2R、第二路輸出負序電路的轉換3S／2R、相角Ψ輸入轉換3S／2R，經3S／2R坐標旋轉轉換，再經LPF＋BPF低通濾波和原始鏈路層封包收發，輸出d軸的負序電流Id－和輸出q軸的負序有功電流Iq－；負序有功電流Iq－輸入WL的乘積，輸入q軸耦合項是ωLiq，只需在q軸上分別加－ωLiq進行抵消，抵消掉耦合項之后，q軸分量受id的作用。負序電流Id－輸入功率因數－1，再經PI處理輸出Ud－；Ud－與Vq－及耦合后q軸分量iq進行比較，輸出值輸入2R／2S經轉換輸出，輸出αβ軸的靜態Uα－，Uβ－，靜態Uα－，Uβ－輸入SVM，SVM輸出經2s／3s轉換，負序三相電壓輸入SVPWM。

cf輸 出 電 壓Va、Vb，Vc輸 出 負 序Va－、Vb－，Vc－，經三相電壓傳感器輸送到低電壓穿越能力和均方根的檢測，輸入圖14的電壓暫降比率與接受電流比率，Iqmax－同時輸入圖14的電壓暫降比率與接受電流比率，輸出Iqref－輸入比較器；Iq－輸入比較器；再經PI處理輸出Uq－負序無功電流Id－輸入WL的乘積，輸入d軸耦合項是ωLid，只需在d軸上分別加－ωLid進行抵消，抵消掉耦合項之后，d軸分量受id的作用。負序電流Iq－輸入比較器輸入第二比較器；Uq－輸入第二比較器；q軸的負序電壓Vq－輸入第二比較器；第二比較器輸出值輸入2R／2S經轉換輸出，輸出αβ軸的靜態Uα－，Uβ－，靜態Uα－，Uβ－，輸入SVM，SVM輸出經2s／3s轉換，負序三相電壓輸入SVPWM。

圖14 電壓暫降比率與接受電流比率關系圖

從圖13中可以看出，通過雙矢量閉環對系統的正序和負序電流分別進行控制，最終在兩相靜止坐標系下將輸出進行合成，從而控制系統能夠在發送電網跌落時能夠輸出無功，同時使得系統能夠起到抑制負序電壓的作用。

4.4 兆瓦箱智能功率控制模塊智能切換原理

4.4.1 三相電流智能識別線路設計及實現功能

圖15所示，設計LCL逆變器輸出電力線路中設計三相電流智能識別線路，給予每相都接一組微電流指紋識別電路，該電流指紋識別電路是由火線接入電容c，電容后分接并聯兩路，一路是電容c后面串接電阻＋雙向二極管接入中型線N；另一路是電容c后面串接電感＋雙向二極管接入中型線N；雙向二極管的控制極接根據電流指紋識別后的軟件指令，去分別接入控制器，驅動脈沖序列與參考電壓波形等效對比，波形質量的控制、LCL逆變器各諧次波的治理、高頻控制器載波PWM和SVPWM的自動切換、低頻控制器階梯波調制和諧波消除調制的自動切換控制，自動識別低電壓穿越故障，無功功率對電網的自動補償，同時自動識別以下行為：

圖15 三相電流智能識別線路圖

當前控制系統，即sag時不注入無功；

在當前控制系統中，sag發生時有功為0，注入無功；

全電流反饋，同時進行正序電壓前饋＋負序電壓前饋，稱為VCCF；

雙矢量控制，但是負序電流不控，同時負序電壓也不前饋，僅作正序控制，稱為DVCC1；

雙矢量控制，負序電流控到0，同時負序電壓作前饋，稱為DVCC2；雙矢量控制帶電流限幅功能，稱為DVCCL。

圖16 在一個周期內單相LCL輸出的電流指紋

4.4.2 三相電流智能識別和自動切換原理

根據以上電路，對多電平LCL濾波逆變器輸出端的微電流指紋按時間、脈沖序列先學習1到5個周波的波形，按以下諧波、電壓、電流標準，作為標準電流指紋波形控制；不滿足標準電流指紋波形控制時，及時驅動開關啟動補償電路（虛擬電阻），對策寬頻帶振蕩問題。

4.4.3 光伏并網諧波標準要求

根據NB／T 32004－2013標準，光伏并網電流總諧波含量小于5%，各次諧波電流含有率限值如表2所示。另外，型式試驗III級要求逆變器在30%額定功率以上時滿足以上要求。

表2 諧波電流含有率限值（2017－08－17）

5 門極控制器的設計

如圖17所示，每相上的每個橋臂上的一只IGBT（IGCT）作為主模塊，其他模塊根據主模塊的狀態調制自身開關延遲時間。通過檢測UcE，閉環控制UcE上升、下降斜率來達到串聯IGBT（IGCT）動態均壓，當最先關斷模塊的UcE超過設定閾值時，電流源對其門極充電致使其關斷緩慢，從而實現串聯IGBT（IGCT）動態均壓。

圖17 兆瓦箱智能控制器均壓門極控制圖

6 兆瓦箱智能控制器仿真運行

如圖18～圖21所示SVPWM總逆變器通過以下Matlab仿真，驗證了SVPWM調制技術的可行性，能夠得到期望的輸出波形，與理論分析一致。網側電壓、電流波形均比較穩定且正弦性好，說明系統能夠穩定、可靠的運行。表有功功率的id在仿真過程中，基本在指令值大小1.414×1070＝1512.98A上下變化，表無功功率的iq在0上下擺動，驗證了旋轉坐標系下有功和無功的解耦控制的有效性。對并網電流進行諧波分析，可以看到THD為2.28%，說明在采用電壓外環電流內環的控制策略和空間矢量調制算法下，能有效控制系統在單位功率因數運行情況下有著較低的并網電流總諧波畸變率。

圖18 SVPWM總逆變器逆變仿真電路

圖21 SVPWM總逆變器的波形圖

7 結束語

針對一站式智能兆瓦箱系統高比例并網集中式新能源場站存在的種種問題，提出了基于電能計量的一站式智能兆瓦箱多電平關鍵控制技術模型，給出了智能功率控制模塊化設計雙矢量正負序控制多電平（五電平）、自動識別LCL濾波電流指紋、雙向有功無功計量融合為兆瓦箱系統技術方案，解決了逆變器多機并聯諧振問題。運用了三相系統中正負序矢量控制坐標變換技術，電流前饋＋電流環＋電壓環進行PI調節、電壓與功率外環控制及門極控制、輸出三相信號輸入對應相的SVPWM控制器，對多電平智能模塊三相逆變橋臂開關實現與電網同相、同頻、同壓逆變智能控制。在智能功率控制模塊化設計方面兼顧考慮了低通濾波特性，節省了額外濾波器設計，即使在0電壓下與陰雨天、及夜間、電壓上升和電壓下降期間，使用PCC上的電能計量正序電壓和濾波電容器提供的無功功率來導出無功功率設定點。正序電壓的選擇將相電壓保持在所需的范圍內無功功率補償運行的有效性。同時閉環鎖相可直接高精度鎖定市電相位和頻率，完美實現電網的追蹤配合。

圖19 逆變器交流側電流波形圖

圖20 網測諧波圖

實踐證明，該模型較之傳統模型，具有較高的轉換效率，功率具有可調和雙向流動性與高精度計量特性、穩定安全友好、清潔并網性和較高的性價比。最終的實驗結果表明，基于電能計量的一站式智能兆瓦箱友好接入電網關鍵智能控制技術模型的故障檢測精度和處理效率較高，較之傳統非矢量模型，需要的系統資源也比較少，能夠適應一站式智能兆瓦箱光伏發電站的實際需要，實用性和適用性較強，為實現從光伏電站替代傳統非可再生能源電站奠定了基礎。