W 波段超外差式輻射計(jì)射頻前端的設(shè)計(jì)

劉 敬,陳振華,王建如

(南京信息工程大學(xué) 電子與信息工程學(xué)院 電子信息技術(shù)與裝備研究院,江蘇 南京 210044)

毫米波輻射計(jì)是一種被動(dòng)式遙感設(shè)備,可以全天候、全時(shí)段工作[1],并與可見光、紅外遙感形成互補(bǔ)。從二十世紀(jì)五六十年代起,各類地基、空基、天基平臺(tái)的毫米波輻射計(jì)逐漸裝備,并在地球觀測、大氣遙感、射電天文和安全篩查等領(lǐng)域獲得廣泛運(yùn)用[2-7]。根據(jù)工作原理的差異,毫米波輻射計(jì)主要分為全功率輻射計(jì)、迪克式(Dicke)輻射計(jì)、零平衡式輻射計(jì)、自動(dòng)增益控制輻射計(jì)等相關(guān)型輻射計(jì)。Dicke 式輻射計(jì)通常采用單刀雙擲開關(guān)(Single Pole Double Throw,SPDT)在天線和已知負(fù)載之間來回切換輻射計(jì)的輸入信號(hào),以減少由于放大器本身的增益和噪聲溫度波動(dòng)而導(dǎo)致的不穩(wěn)定性。但是使用射頻開關(guān)對輻射計(jì)的靈敏度和帶寬造成了一定的限制,且系統(tǒng)結(jié)構(gòu)復(fù)雜。零平衡式輻射計(jì)、自動(dòng)增益控制輻射計(jì)是在Dicke 輻射計(jì)基礎(chǔ)上進(jìn)行改進(jìn),屬于Dicke 輻射計(jì)的延伸。全功率式輻射計(jì)應(yīng)用較為廣泛,其工作體制可分為直接檢波式和超外差式兩種[8]。其中,直接檢波式輻射計(jì)結(jié)構(gòu)較為簡單,成本相對較低,應(yīng)用范圍受到很大的局限性,而超外差式輻射計(jì)靈敏度更高并可保留原始信號(hào)相位信息,有較好的頻率選擇特性,更多應(yīng)用于對性能指標(biāo)要求較高的場景中。

輻射計(jì)一般由天線、射頻前端以及基帶處理單元組成,其中,射頻前端的性能對輻射計(jì)整機(jī)指標(biāo)有決定性的影響。本文所研制的輻射計(jì)射頻前端工作于大氣窗口之一的77 GHz 頻段,采用超外差變頻體制。77 GHz 頻段因?yàn)槭茏詣?dòng)駕駛市場的需求驅(qū)動(dòng),各半導(dǎo)體廠商相繼推出了成熟的單芯片前端解決方案,具有極高的集成度和成本優(yōu)勢。但此類芯片普遍基于SiGe 工藝制造,在高頻條件下,其低噪聲性能普遍較差,無法滿足輻射計(jì)高靈敏度接收的要求。因此,為保證性能,本文采用GaAs 器件進(jìn)行電路集成設(shè)計(jì)。另外,根據(jù)總體方案的要求,射頻前端需要背負(fù)于前級卡塞格倫天線饋源上,并且在滿足電性能指標(biāo)的前提下,在結(jié)構(gòu)上滿足小型化和輕量化的要求。因此,在設(shè)計(jì)中采取了裸芯片和微帶功能電路混合集成[9]、單模塊混合互聯(lián)封裝的設(shè)計(jì)方案。測試結(jié)果表明,所研制的輻射計(jì)射頻前端主要性能指標(biāo)滿足總體指標(biāo)的要求。

1 超外差式輻射計(jì)射頻前端設(shè)計(jì)

1.1 射頻前端方案設(shè)計(jì)

W 波段輻射計(jì)射頻前端采用超外差一次下變頻體制,其原理框圖如圖1 所示。

由圖1 可見,所設(shè)計(jì)前端射頻組件采用WR10 標(biāo)準(zhǔn)波導(dǎo)接口,以便于與前級卡塞格倫天線饋源相連接。輸入信號(hào)經(jīng)波導(dǎo)-微帶過渡電路轉(zhuǎn)接至微帶平面電路,經(jīng)兩級低噪聲放大器放大后,再與本振信號(hào)進(jìn)行下變頻。下變頻采用基波混頻,本振信號(hào)由Ka 波段壓控振蕩器(VCO)經(jīng)W 波段有源二倍頻后產(chǎn)生。為了提高集成度,低噪聲放大器、混頻器、中頻放大器、VCO、有源二倍頻器采用商用GaAs 芯片,其余功能電路基于微帶電路技術(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)。整個(gè)鏈路的器件選型及技術(shù)指標(biāo)分配如表1、表2 所示,需要說明的是,表中所列的指標(biāo)參數(shù)是根據(jù)所選擇芯片的Datasheet 而定的,實(shí)際使用時(shí)因各種額外損耗,實(shí)際指標(biāo)通常會(huì)比理論值偏低,在設(shè)計(jì)時(shí)要保留足夠的設(shè)計(jì)余量。

圖1 W 波段輻射計(jì)前端原理框圖Fig.1 Schematic diagram of W-band radiometer front end

表1 本振鏈路指標(biāo)評估Tab.1 Performance evaluation of LO chain

表2 接收鏈路指標(biāo)評估Tab.2 Performance evaluation of receiver

1.2 波導(dǎo)-微帶探針過渡設(shè)計(jì)

射頻前端組件的輸入采用WR10 標(biāo)準(zhǔn)波導(dǎo)接口,輸入信號(hào)的主傳輸模式為TE10 模,而后級的低噪聲放大、變頻、本振鏈路等都是平面集成電路,需要將波導(dǎo)電路中傳輸?shù)腡E10 模電磁波轉(zhuǎn)換為能夠在微帶平面電路中傳輸?shù)臏?zhǔn)TEM 模信號(hào)。對于輻射計(jì)前端而言,探測靈敏度是一個(gè)重要的技術(shù)指標(biāo),而靈敏度的主要影響因素之一就是噪聲系數(shù)。由接收機(jī)噪聲傳輸機(jī)理可知,在低噪聲放大器之前的電路損耗將直接疊加進(jìn)噪聲系數(shù)中,因此作為射頻接收鏈路最前級的波導(dǎo)-微帶過渡電路的設(shè)計(jì)[10]就顯得尤為重要,其插入損耗指標(biāo)將直接影響整個(gè)鏈路的噪聲系數(shù)。為了降低損耗、保證精度,在設(shè)計(jì)中選取0.127 mm 厚的石英作為波導(dǎo)-微帶探針過渡結(jié)構(gòu)的介質(zhì)基片,石英探針從波導(dǎo)寬邊插入波導(dǎo)E 面進(jìn)行能量耦合。在電磁仿真軟件HFSS (High Frequency Structure Simulator)中建立耦合探針的仿真模型,如圖2 所示。通過調(diào)節(jié)探針的長寬(Lp、Wp)及波導(dǎo)短路面的距離(Ls),可以對耦合探針的性能進(jìn)行優(yōu)化。優(yōu)化后的探針耦合結(jié)構(gòu)參數(shù)如表3 所示,其仿真S參數(shù)曲線如圖3 所示?？梢娫赪R10 全波導(dǎo)頻段內(nèi)(75～110 GHz),回波損耗小于-20 dB,插入損耗約0.2 dB,在實(shí)際所用的77 GHz 附近,回波損耗優(yōu)于-27 dB。從仿真結(jié)果來看,所設(shè)計(jì)的過渡結(jié)構(gòu)性能良好,符合指標(biāo)要求。

圖2 (a)探針過渡三維結(jié)構(gòu);(b)探針結(jié)構(gòu)主要參數(shù)Fig.2 (a) Three dimensional structure of probe transition;(b) Main structural parameters of probe transition

表3 探針耦合結(jié)構(gòu)的優(yōu)化結(jié)構(gòu)參數(shù)Tab.3 Optimization of structural parameters of probe coupling structure

圖3 探針過渡結(jié)構(gòu)的仿真S 參數(shù)Fig.3 Simulated S parameters of probe transition

1.3 本振源設(shè)計(jì)

超外差接收機(jī)需要本振信號(hào)與射頻信號(hào)進(jìn)行下變頻,獲取中頻信號(hào)并做進(jìn)一步處理。在工程實(shí)踐中,本振信號(hào)的產(chǎn)生有幾種方式,比如單獨(dú)的VCO 或者介質(zhì)諧振器DRO,或者結(jié)合鎖相環(huán)PLL 技術(shù)實(shí)現(xiàn)?；阪i相環(huán)的頻率源通常具有較好的相位噪聲性能,但是需要提供外部高穩(wěn)定的參考時(shí)鐘,結(jié)構(gòu)復(fù)雜,成本較高。而單獨(dú)使用VCO 雖然結(jié)構(gòu)簡單、成本低,但VCO 的相位噪聲性能較差,頻率漂移現(xiàn)象明顯,對其實(shí)際應(yīng)用造成較大的制約?；谳椛溆?jì)的總體技術(shù)指標(biāo),接收鏈路采用點(diǎn)頻本振,在保證頻率穩(wěn)定度的前提下,為盡可能保持電路的低成本、低復(fù)雜度、平面集成、低功耗,在設(shè)計(jì)中選取外加諧振器對VCO 輸出進(jìn)行穩(wěn)頻的技術(shù)方案。在目前的技術(shù)條件下,VCO 芯片的工作頻率最高只能覆蓋至Ka 波段,而無法直接覆蓋至W 波段。因此,首先基于諧振器穩(wěn)頻的Ka 波段VCO 產(chǎn)生38 GHz 的基波信號(hào),然后再經(jīng)有源二倍頻至76 GHz 作為本振信號(hào),與W 波段的射頻輸入信號(hào)進(jìn)行混頻。在本振鏈路中,還需要設(shè)計(jì)相應(yīng)的帶通濾波器,以對無用的雜散及諧波信號(hào)產(chǎn)生足夠的抑制。

1.4 穩(wěn)頻陶瓷諧振器設(shè)計(jì)

本振源設(shè)計(jì)中所選擇的VCO 型號(hào)為UMS 公司的CHV2242a,其調(diào)諧輸出頻率覆蓋38～38.5 GHz,頻偏10 kHz 處相位噪聲為-48 dBc/Hz。根據(jù)總體指標(biāo),本振信號(hào)采用點(diǎn)頻,因此可采取窄帶諧振器穩(wěn)頻的方式提高信號(hào)相位噪聲性能。諧振器穩(wěn)頻可以采用圓柱形的高Q值介質(zhì)諧振器,也可以采用平面形中等Q值諧振器[11]。因?yàn)槟壳暗钠骷夹g(shù)限制,使用圓柱形介質(zhì)諧振器的振蕩器(Q值通常為2000～8000),其工作頻率一般在Ku 波段以下,且外匹配電路設(shè)計(jì)復(fù)雜,集成度不高。而本設(shè)計(jì)所選擇的VCO 芯片CHV2242a 具有外部諧振器耦合端口,具備采用平面形中等Q值諧振器進(jìn)行穩(wěn)頻的條件。VCO 外部穩(wěn)頻諧振器等效于一個(gè)通帶覆蓋VCO 掃頻帶寬的帶通濾波器,且在諧振頻率處,應(yīng)有180°的相位翻轉(zhuǎn),同時(shí)應(yīng)與VCO 芯片中的pHEMT 振蕩管外環(huán)路參數(shù)匹配,以獲得穩(wěn)定的起振條件,并避免寄生振蕩。基于這一設(shè)計(jì)原理,采取三線耦合諧振結(jié)構(gòu),設(shè)計(jì)了如圖4 所示的耦合線諧振電路,該諧振電路基于0.254 mm 厚的Al2O3陶瓷基片進(jìn)行設(shè)計(jì),諧振頻率通過調(diào)節(jié)耦合線的長度Lc進(jìn)行調(diào)節(jié),帶寬可以通過耦合線之間的縫隙寬度Wg進(jìn)行優(yōu)化,諧振器結(jié)構(gòu)參數(shù)對諧振器性能的影響如圖5、圖6所示?？梢?當(dāng)Lc=4.45 mm,Wg=0.35 mm 時(shí),諧振器的諧振頻率為所需的本振基波頻率38 GHz,同時(shí)在該頻點(diǎn),傳輸系數(shù)S21的相位有180°的翻轉(zhuǎn),符合設(shè)計(jì)需求。另外在設(shè)計(jì)中需要注意,諧振器與VCO 芯片通過金絲鍵合進(jìn)行互聯(lián),鍵合所用金絲可能會(huì)在諧振耦合回路中引入額外的寄生電感,從而影響相位特性,因此在實(shí)際電路微組裝時(shí)應(yīng)使得金絲的長度盡量短。

圖4 陶瓷諧振器結(jié)構(gòu)示意圖Fig.4 Structure of the ceramic resonator

圖5 耦合線的長度Lc對S 參數(shù)的影響Fig.5 The influence of the length of the coupling lines (Lc) on the S parameter

圖6 耦合線的間隙寬度Wg對S 參數(shù)的影響Fig.6 The influence of the gap width between coupling lines (Wg) on the S parameter

1.5 陶瓷帶通濾波器的設(shè)計(jì)

在本振鏈路的設(shè)計(jì)中,Ka 波段的VCO 除了產(chǎn)生所需的基波振蕩信號(hào)之外,還會(huì)產(chǎn)生高次諧波。W 波段的有源二倍頻器也會(huì)有殘留諧波輸出,除了諧波之外,可能還會(huì)有一些因各種干擾產(chǎn)生的雜散信號(hào)。所有的這些諧雜散信號(hào)如果不加抑制,與實(shí)際使用的本振信號(hào)一起輸入下變頻器,則會(huì)在具有強(qiáng)非線性特征的混頻器內(nèi)產(chǎn)生復(fù)雜的交調(diào)、互調(diào)現(xiàn)象,對變頻損耗及中頻頻譜造成極為不利的影響。因此,在本振鏈路中,需要使用濾波器[12]進(jìn)行逐級濾波,確保對諧雜散信號(hào)形成足夠的抑制,保證實(shí)際進(jìn)入混頻器的本振信號(hào)的頻譜純度。

如圖1 所示,VCO 輸出信號(hào)為38 GHz,然后經(jīng)有源二倍頻器產(chǎn)生76 GHz 的信號(hào)作為本振提供給混頻器。因此需要在VCO 與二倍頻器之間插入一級帶通濾波器,使38 GHz 的信號(hào)低損耗通過,而對帶外信號(hào)產(chǎn)生足夠抑制。同理,在有源二倍頻器和混頻器之間也插入一級中心頻率76 GHz 的帶通濾波器。

帶通濾波器在設(shè)計(jì)時(shí)可選擇的帶通原型較多,在工程實(shí)踐中,需要結(jié)合技術(shù)指標(biāo)、總體結(jié)構(gòu)、工藝可實(shí)現(xiàn)性、性能可靠性等多個(gè)方面綜合考慮。這里選擇平行耦合線型帶通濾波器,同時(shí)為了保持結(jié)構(gòu)緊湊性以及性能容差,采用相對介電常數(shù)9.6 的陶瓷基片以及薄膜工藝進(jìn)行濾波器的設(shè)計(jì)制作。38 GHz 和76 GHz 的濾波器分別使用0.254 mm 和0.127 mm 厚度的陶瓷基片進(jìn)行設(shè)計(jì),拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及S參數(shù)仿真曲線如圖7 所示。38 GHz 濾波器采用5 階設(shè)計(jì),其通帶為36～40 GHz,帶內(nèi)插損仿真值為0.02 dB,回波損耗大于30 dB,在二次諧波處抑制為-50 dB。76 GHz 濾波器采用7 階設(shè)計(jì),其通帶為74～80 GHz,帶內(nèi)插損仿真值為0.02 dB,回波損耗大于15 dB。

圖7 38 GHz 帶通濾波器仿真S 參數(shù)Fig.7 Simulated S parameters of 38 GHz BPF

圖8 76 GHz 帶通濾波器仿真S 參數(shù)Fig.8 Simulated S parameters of 76 GHz BPF

2 實(shí)驗(yàn)測試

2.1 組件裝配

基于前述方案以及功能電路的仿真,對整個(gè)射頻前端進(jìn)行了布局以及互聯(lián)設(shè)計(jì),組件使用黃銅鍍金作為結(jié)構(gòu)件,所有裸芯片及平面微帶電路使用H20E 導(dǎo)電膠粘接于殼體正面,并加熱固化,然后通過金絲鍵合完成各個(gè)芯片以及電路之間的輸入輸出互聯(lián)。圖9所示為完成微組裝的射頻組件以及所包含的各個(gè)功能模塊。圖10 所示為嵌在組件背面的電源管理模塊,該模塊為組件中的各個(gè)器件提供電源濾波、直流偏置、加電時(shí)序保護(hù)等功能。整個(gè)射頻前端組件的尺寸為56 mm×26 mm×26 mm,與天線完成裝配的整個(gè)射頻部分如圖11 所示。

圖9 完成裝配的射頻前端電路Fig.9 The assembled circuits of the RF front end

圖10 直流偏置及時(shí)序保護(hù)電路Fig.10 DC supply and time sequence protection circuit

2.2 實(shí)驗(yàn)測試

射頻前端的測試包含鏈路增益、頻譜特性、動(dòng)態(tài)范圍、噪聲性能等幾個(gè)方面。測試所用儀表如表4 所示。

組件頻譜及動(dòng)態(tài)范圍測試框圖如圖12。實(shí)際測試場景如圖13 所示。

圖12 鏈路頻譜特性及動(dòng)態(tài)范圍測試框圖Fig.12 Schematic drawing of test setup of spectrum and dynamic range

圖13 鏈路頻譜及動(dòng)態(tài)范圍測試場景Fig.13 The real test setup of spectrum and dynamic range

信號(hào)源E8267D 產(chǎn)生Ku 波段的激勵(lì)信號(hào),經(jīng)OML S10MS-AG 六倍頻后產(chǎn)生77～79 GHz 的輸出信號(hào),該倍頻模塊輸出信號(hào)的功率在8 dBm 左右,經(jīng)可調(diào)衰減器STA-60-10-D1 進(jìn)行功率衰減后再輸入射頻接收組件,經(jīng)組件下變頻后接至頻譜儀E4447A,在1～3 GHz 頻率范圍內(nèi)對中頻信號(hào)的功率和頻譜質(zhì)量進(jìn)行測量。

當(dāng)射頻輸入信號(hào)為77.2 GHz 時(shí),輸出中頻信號(hào)的頻譜如圖14 所示,可見此時(shí)中頻頻率為1.2031 GHz,在200 MHz 測量帶寬范圍內(nèi),雜散抑制大于40 dBc,中頻頻率與理論值1.2 GHz 有3.1 MHz 的偏差,該偏差可通過微調(diào)VCO 的調(diào)諧電壓加以消除。

圖14 輸出中頻信號(hào)頻譜Fig.14 Spectrum of output IF signal

圖15 所示為接收組件在77 GHz 頻點(diǎn)上,中頻輸出功率隨輸入功率的變化關(guān)系,可以看出,組件在77 GHz 頻點(diǎn)上的輸入1 dB 壓縮點(diǎn)約為-31 dBm。接收機(jī)靈敏度可定義為:

圖15 中頻輸出功率隨輸入功率的變化關(guān)系Fig.15 The output IF power versus input RF power at 77 GHz

式中:NF 為噪聲系數(shù);BW 為解調(diào)帶寬;SNR 為信噪比。設(shè)解調(diào)帶寬為10 kHz,噪聲系數(shù)取8 dB,檢測信噪比為6 dB 時(shí),可計(jì)算得到接收機(jī)靈敏度為-120 dBm,此時(shí)可計(jì)算接收機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍為79 dB。

噪聲系數(shù)測試的框圖及測試場景分別如圖16 和圖17 所示。在噪聲系數(shù)測試時(shí),采用Y 因子法,由W波段噪聲源NC5110 產(chǎn)生輸入白噪聲。由于預(yù)計(jì)鏈路增益會(huì)超過40 dB,為測試結(jié)果的穩(wěn)定性,在鏈路中接入一個(gè)20 dB 的波導(dǎo)固定衰減器,降低鏈路增益。為減小接收機(jī)輸入端駐波的影響,在接收機(jī)輸入端口之前接W 波段隔離器。在接入待測件進(jìn)行測試之前,對整個(gè)測試系統(tǒng)進(jìn)行校準(zhǔn)。

圖16 鏈路噪聲系數(shù)測試框圖Fig.16 Schematic drawing of test setup of noise figure

圖17 鏈路噪聲系數(shù)測試Fig.17 The real test setup of noise figure

鏈路增益和噪聲系數(shù)測試結(jié)果如圖18 所示,在1～3 GHz 的頻帶內(nèi)噪聲系數(shù)低于8.6 dB,在1.5 GHz附近噪聲系數(shù)約為5.8 dB。在測試中頻帶寬內(nèi),系統(tǒng)增益在39～43 dB 之間。對比實(shí)際測試結(jié)果以及表2 中的鏈路指標(biāo)預(yù)算,可見實(shí)測結(jié)果相比理論值存在一定的衰減,這種衰減是客觀存在且無法避免的,但整體測試結(jié)果符合設(shè)計(jì)預(yù)期,能夠滿足系統(tǒng)指標(biāo)要求。

圖18 鏈路增益和噪聲系數(shù)測試曲線Fig.18 Measured gain and noise figure of the RF module

本文設(shè)計(jì)的輻射計(jì)射頻前端系統(tǒng)主要參數(shù)與其他文獻(xiàn)中輻射計(jì)前端系統(tǒng)對比的結(jié)果如表5 所示。相較于其他文獻(xiàn)的方案,本文設(shè)計(jì)的系統(tǒng)更加簡單,增益較好,噪聲系數(shù)良好,系統(tǒng)直流功率處于中等水平,整個(gè)輻射計(jì)前端穩(wěn)定性能好。

表5 本文設(shè)計(jì)的超外差式輻射計(jì)與已報(bào)道輻射計(jì)的比較Tab.5 Comparison between the super-heterodyne radiometer designed in this paper and the reported radiometers

3 結(jié)論

本文提出了一種工作于E 波段的超外差式輻射計(jì)射頻前端模型,通過仿真設(shè)計(jì)各鏈路模塊達(dá)到性能要求后,最終加工出了模型系統(tǒng)的實(shí)物并進(jìn)行了實(shí)測,根據(jù)仿真設(shè)計(jì)的性能指標(biāo),結(jié)合芯片手冊,首先對整體的系統(tǒng)增益和噪聲系數(shù)進(jìn)行了評估,評估的噪聲系數(shù)為5.22 dB,增益為47.8 dB,由實(shí)測結(jié)果可知輻射計(jì)前端系統(tǒng)在77～79 GHz 頻率范圍內(nèi),接收鏈路的增益為(41±2) dB,在1～3 GHz 的中頻帶寬內(nèi)噪聲系數(shù)低于8.6 dB,在1.5 GHz 附近噪聲系數(shù)約為5.8 dB,實(shí)現(xiàn)了預(yù)期設(shè)計(jì)指標(biāo)。實(shí)測結(jié)果與評估結(jié)果有一定的誤差,但是在容錯(cuò)范圍之內(nèi),整個(gè)系統(tǒng)達(dá)到了設(shè)計(jì)要求。與已發(fā)表文獻(xiàn)中的輻射計(jì)前端系統(tǒng)相比,本文設(shè)計(jì)的系統(tǒng)具有低成本、增益好、結(jié)構(gòu)簡單、靈敏度高、集成度高、直流功耗低等特點(diǎn)。