一種應用于MCU 的低溫漂RC 振蕩器設計

韓明浩,蔣品群,宋樹祥,蔡超波,劉振宇

(廣西師范大學 電子工程學院,廣西 桂林 541004)

隨著無線導航、智能醫療以及物聯網等領域的迅猛發展,高穩定性的MCU 越來越受到人們的青睞。而作為電子設備的時鐘源,振蕩器需要長期保持在工作狀態,其功耗與穩定性在很大程度上影響著整個芯片的功耗與性能[1]。RC 振蕩器因為具有成本低廉、便于集成等優點而被廣泛地應用于MCU 中。但RC 振蕩器的輸出頻率受工藝、溫度和電源電壓等因素影響較大[2-3]。其中RC 振蕩器的輸出頻率會受溫度的影響主要是由于電阻的溫度漂移以及比較器的非理想因素隨溫度漂移兩方面引起的[4]。因此,RC 振蕩器輸出頻率的工藝、溫度以及電源電壓穩定技術一直都是研究熱點與難點[5-7]。

為了降低溫度對RC 振蕩器輸出頻率的影響,研究人員提出了多種方案:分裂電容技術[8]、平均電壓反饋[9-10]、數字trimming 技術[11-13]等。其中2018 年,曹誼等[10]采用平均電壓反饋電路降低了比較器延遲對振蕩器輸出頻率的影響,但由于額外電路的增加,導致面積較大,且啟動時間較長。2019 年,Mikulic'等[14]利用數字邏輯思想和快充技術提出了一種新型RC 振蕩器結構,降低了比較器延遲對振蕩器輸出頻率的影響,但頻率溫度特性較差,且功耗較高。2020 年,Zhou 等[15]采用開關電容擺動升壓技術有效降低了電源電壓對振蕩器輸出頻率的影響,但未考慮比較器延遲對振蕩器輸出頻率的影響,穩定性較差。

針對上述問題,本文基于平均電壓反饋與溫度補償技術設計了一種低溫漂RC 振蕩器。為了滿足MCU對多種時鐘頻率的需求,設計了一種選頻網絡,實現寬頻率范圍內高精度輸出。Cadence Spectre 后仿真結果表明,在1～1.3 V 電源電壓變化范圍內,振蕩器輸出頻率的最大誤差約為±0.19%,在-30～120 ℃的溫度變化范圍內,振蕩器輸出頻率的最大誤差約為±0.13%,振蕩器的輸出頻率較穩定。

1 電路結構與原理分析

1.1 傳統RC 振蕩器

傳統RC 振蕩器如圖1 所示,主要由比較器、RS觸發器以及充放電回路構成。其工作原理是控制電容的周期性充放電,再與比較器輸入端參考電壓進行比較,當低于或高于參考電壓時,比較器輸出端狀態發生改變,從而實現振蕩輸出。

圖1 傳統RC 振蕩器Fig.1 Conventional RC oscillator

傳統RC 振蕩器的振蕩周期Tosc為:

式中:電壓Vh、Vl為系統電路的參考電壓,Ic為基準電流源的電流大小;td為比較器的延遲時間。通過式(1)可知,RC 振蕩器的振蕩頻率主要由電阻、電容以及比較器延遲決定,其中比較器的延遲與電阻易受溫度的影響。因此,傳統RC 振蕩器輸出頻率的穩定性較差。

1.2 本文提出的RC 振蕩結構

針對傳統RC 振蕩器輸出頻率易受溫度與比較器延遲的影響,本文基于平均電壓反饋與溫度補償技術設計了一種低溫漂斬波拓撲結構RC 振蕩器,如圖2所示,主要由比較器、基準電流源、平均電壓反饋電路、充放電回路以及選頻網絡構成。斬波拓撲結構振蕩器的精髓在于只采用一個比較器,且用結構更加簡單的施密特觸發器代替SR 觸發器,有效降低了振蕩器的功耗與面積。

圖2 提出的RC 振蕩器結構Fig.2 The proposed RC oscillator

整體電路的工作原理如下,假設初始狀態S1為低電平,則電流Iref對電容C1進行充電,電壓Vosc1開始上升,并傳遞到有源濾波器的反向輸入端和比較器的正向輸入端V1,此時有源濾波器輸出端的電壓Vctrl傳遞到比較器的正向輸入端V2,當電壓V1大于V2時,比較器輸出低電平,S1跳變為高電平,振蕩器完成半個振蕩周期。當S1為高電平時,電流Iref對電容C2進行充電,電壓Vosc2開始上升,并傳遞到有源濾波器的反向輸入端和比較器的反向輸入端V2,此時有源濾波器輸出的電壓Vctrl傳遞到比較器的正向輸入端V1,當電壓V1小于V2時,比較器輸出高電平,S1跳變為低電平,振蕩器完成一個振蕩周期。

首先忽略平均電壓反饋電路,假設電容C1開始充放電的時刻分別為t1、t2,電容C2的放電時間為t3,電容C1的充電時間為tl-charge,電容C1=C2=C,則流向電容C1的電流Iref滿足:

對式(2)在(0,Vctrl)區間內進行積分可得:

則電容C1的充電時間為:

由于RC 振蕩器的主體電路左右對稱,因此電容C2的充電時間tr-charge為:

假設比較器延遲為td,故振蕩器的振蕩周期Tideal為:

故振蕩器的輸出頻率fideal為:

由式(7)可知,忽略平均電壓反饋電路的作用,RC 振蕩器輸出頻率不再受電阻溫漂影響,但仍受比較器延遲的影響。下一節將詳細介紹平均電壓反饋電路降低比較器延遲對振蕩器輸出頻率影響的工作原理。

1.3 平均電壓反饋電路

由于比較器延遲的存在,使反向輸入端電壓高于參考電壓時,比較器沒有立刻跳變為低電平,電容仍處在充電狀態,對電容的充電時間變長,導致振蕩器的穩定性較低。如圖3 所示,本文在比較器與參考電壓之間插入有源濾波器構成平均電壓反饋,可以有效降低比較器延遲對振蕩器輸出頻率的影響。

圖3 平均電壓反饋電路Fig.3 Voltage averaging feedback circuit

當延遲時間td增大時,運算放大器的反向輸入端的電壓Vosc升高,使得運算放大器輸出端的電壓Vctrl降低,比較器翻轉所需的電壓下降,最終使電容的充電時間降低。同理當延遲時間減小時,運算放大器的反向輸入端的電壓降低,使得運算放大器輸出端的參考電壓上升,比較器翻轉所需的電壓上升,最終使電容的充電時間增加。通過這一反饋調制方式可以有效降低比較器的延遲波動對振蕩器輸出頻率的影響。

假設流過電容C的電流為Ic、電壓為V0,流過電阻R的電流為IR,由“虛短” 可知:

則電流Ic滿足:

又因為輸出電壓Vctrl滿足:

且電容兩端的電壓等于流過電流的積分,因此

在區間[t1,t2] 進行積分可得:

由式(12)與式(7)可知,當因溫度等客觀條件引起比較器延時td波動,造成Vosc升高(或降低)時,通過平均電壓反饋電路使參考電壓Vctrl降低(或升高),從而保持電容的充電時間,抑制比較器延遲對振蕩器輸出頻率的影響,提高其穩定性。

1.4 溫度補償電路

為了進一步降低溫度對振蕩器輸出頻率的影響,本文設計了一種基準源為電容充電,避免了片上電阻溫漂對振蕩器輸出頻率的影響。基準源如圖4 所示,主要由自偏置電路以及正負溫度系數產生電路構成。

圖4 溫度補償電路Fig.4 Temperature compensation circuit

其中采用PMOS 代替傳統的PN 結二極管來提供負溫度系數電壓,類差分結構提供正溫度系數電壓。類差分結構由工作在亞閾值區的四個MOSFET(M1～M4)構成,其中M1與M2的長度相同。

亞閾值區MOSFET 的源漏電流表達式為:

式中:Vdsat=Vgs-Vth為過驅動電壓;α=nμpCox為工藝參數。

假設M1～M4的尺寸為k1～k4,則流過M1和M2的電流之比為I1∶I2=k3∶k4,則類差分結構的輸入端與輸出端電壓差為:

由式(13)可得:

由式(15)可知,類差分結構產生的電壓差為正溫度系數。因此Vref為:

式中:V0為負溫度系數電壓;為正溫度系數電壓。由式(16)可知,通過調節MOSFET的尺寸比,可以獲得一個與溫度無關的基準電壓。通過偏置電路轉換為基準電流,再通過電流鏡的適當復制為電容提供充電電流Iref以及為比較器提供偏置電流Ibias。

1.5 選頻網絡

為了滿足MCU 對多種時鐘頻率的需求,本文設計了一種選頻網絡。如圖5 所示,選頻網絡主要由寄存器和全加器構成,采用16 位信號進行控制,最高位寄存器的輸出端D[15]作為期望頻率的輸出。

圖5 選頻網絡Fig.5 Frequency selection network

其工作原理為:初始狀態16 位寄存器被復位信號復位至低電平,即D[0]～D[15]端為低電平。正常工作時16 位寄存器存儲的狀態與16 位控制信號Bit[0]～Bit[15]累加,并反饋至寄存器,直至最高位寄存器輸出端的狀態發生改變。最高位寄存器輸出端狀態發生兩次改變為一個分頻周期。

期望輸出頻率fTX的表達式為:

式中:fclk為RC 振蕩器產生的16 MHz 時鐘信號;DEC為十進制表示的16 位值。由式(17)可知寄存器中增加一位,頻率會倍增一倍。選頻網絡可以實現16 MHz以內任意頻率的高精度輸出。

2 版圖的設計與仿真驗證

本文所提出的RC 振蕩器采用SMIC 110 nm CMOS 工藝進行設計,并完成版圖繪制,如圖6 所示。整體版圖主要由平均電壓反饋、基準電流源、選頻網絡、比較器以及充放電回路五部分構成,在版圖繪制中,振蕩器的核心電路左右對稱,有效減小了失配對輸出頻率的影響,其中比較器、有源濾波器、充放電回路以及電流鏡等結構采用共質心方式,并在外圍添加dummy 管,以提高電路的匹配性。整個RC 振蕩器的版圖尺寸約為144 μm ×215 μm。

圖6 振蕩器的版圖設計Fig.6 Layout design of oscillator

采用Cadence Calibre 工具對RC 振蕩器進行PEX寄生參數的提取,并利用Spectre 進行后仿真。在工藝角TT、電源電壓1.2 V 的環境下,對基準源在-30～120 ℃范圍內進行溫度掃描,基準源輸出電壓與電流的仿真結果如圖7 所示。由圖7 可知,基準源的輸出電壓與電流在-30～120 ℃溫度范圍內較為穩定,滿足RC 振蕩器的需求。

圖7 基準源的輸出電壓與電流Fig.7 Output voltage and current of reference source

在室溫27 ℃、工藝角TT、電源電壓1.2 V 的環境下,對RC 振蕩器進行仿真,其關鍵節點的輸出波形如圖8 所示。由圖8 可知,Vosc由Vosc1和Vosc2疊加而成。當Vosc1大于Vctrl時,振蕩器輸出低電平,反之為高電平,與前面的理論推理相吻合。運用calculator 計算可得振蕩器的輸出頻率為16 MHz,滿足MCU 的正常使用。

圖8 關鍵節點的輸出波形Fig.8 Output waveform of key nodes

保持其他條件不變,通過設定不同的環境溫度,對振蕩器進行頻率溫度特性仿真,其仿真結果如圖9所示。當溫度在-30～120 ℃內變化時,振蕩器輸出頻率的溫度特性與圖7 中帶隙基準的輸出電流特性相吻合,并且得益于電壓平均反饋電路以及溫度補償技術,振蕩器的輸出頻率較為穩定,以室溫27 ℃下的測試結果為標準值,浮動在±0.13%以內。

圖9 頻率溫度特性Fig.9 Frequency temperature characteristics

改變電源電壓,測試振蕩器的頻率電壓特性,其仿真結果如圖10 所示,以電源電壓1.2 V 的測試結果為標準值,當電源電壓在1～1.3 V 范圍內工作時,浮動在±0.19%以內。振蕩器輸出頻率隨電源電壓的變化特性是由于電源電壓升高導致基準電壓Vref升高,使平均電壓反饋電路輸出的參考電壓Vctrl升高,從而增加電容的充電時間導致的。

圖10 頻率電壓特性Fig.10 Frequency voltage characteristics

在室溫27 ℃、工藝角TT、電源電壓1.2 V 的理想環境下,對選頻網絡進行仿真,為了直觀對比,選取二、四、八分頻進行輸出,其輸出波形如圖11 所示。可以看出選頻網絡可以實現高精度的選頻輸出。

圖11 選頻網絡輸出Fig.11 Output of frequency selective network

表1 將本文所設計的RC 振蕩器與部分文獻中提出的振蕩器進行對比。從表1 可以看出,本文設計的RC 振蕩器在降低電路面積的同時,仍保持著較高的性能。由于電源電壓的波動會影響平均電壓反饋電路的輸出電壓,而輸出電壓將作為比較器的參考電壓與充電電壓作比較,進而控制電容的充放電,實現振蕩輸出。因此,電源電壓的波動會影響振蕩器的輸出頻率,導致頻率電壓特性稍顯不足。但MCU 中通常都有穩壓電路的存在,電源電壓變化較小,故頻率溫度特性較頻率電壓特性顯得更為重要。

表1 與參考文獻的性能對比Tab.1 Performance comparison with references

3 結論

本文基于SMIC 110 nm CMOS 工藝設計了一種低溫漂RC 振蕩器。該電路采用平均電壓反饋技術,有效降低了比較器延遲對振蕩器輸出頻率的影響;設計了一種基準源為電容提供充電電流,避免了電阻溫漂對振蕩器輸出頻率的影響;設計了一種選頻網絡,實現16 MHz 內任意頻率的高精度輸出,滿足MCU 對多種時鐘頻率的需求。Spectre 后仿真結果顯示,在1～1.3 V 電源電壓波動以及-30～120 ℃溫度變化范圍內,振蕩器輸出頻率的誤差控制在±0.19%以內。與相似結構RC 振蕩器相比,本文設計的RC 振蕩器頻率溫度特性較高,穩定性較強,適合集成到無線導航、智能醫療等領域的MCU 中為其提供穩定的時鐘信號。