CHB-SRDAB型電力電子變壓器損耗分析及效率優化

袁曉冬， 劉瑞煌， 史明明， 張宸宇， 葛雪峰

(國網江蘇省電力有限公司電力科學研究院，江蘇 南京 211103)

0 引言

電力電子變壓器(power electronic transformer，PET)不僅具有電壓等級變換和電氣隔離功能，還能實現電能質量控制、裝置自動保護、不同電壓等級的交直流端口之間能量雙向流動，增加了配電網的靈活性和可靠性[1—4]，是未來智能電網、能源互聯網發展的關鍵設備之一。

PET技術在過去二十年取得了較大進步，文獻[5—10]對比分析了多種PET電路拓撲，針對控制性能、功率密度、應用場合等多方面展開討論。應用于配電網的PET通常采用級聯H橋(cascade H-bridge，CHB)結構[11]，隔離環節采用串聯諧振型雙有源橋(series resonant dual active bridge,SRDAB)變換器實現DC-DC變換，因此，CHB-SRDAB型PET是應用最為廣泛的一類。但該PET電能變換環節多，效率與傳統工頻變壓器相比仍存在一定差距。已有文獻對多種PET損耗進行建模分析，并提出了多種效率優化方法[12—16]。現有關效率優化的方法可分為2類：硬件結構角度[12—13]和電路參數角度[14—16]。文獻[12]提出通過2套CHB交錯并聯降低開關頻率的方法來提高效率；文獻[13]提出高壓SiC MOSFET器件可大幅度減少PET級聯模塊數量，減小開關損耗；文獻[14—15]提出增加死區時間和減小勵磁電感可減小SRDAB開通損耗，但會增大通態損耗；文獻[16]提出通過優化勵磁電感和死區時間可達到總損耗最小，但是優化過程需要復雜的迭代，且只考慮了功率單向流動的情況。不同潮流方向引起的損耗差異關注較少，尤其是PET高、低壓側采用不同耐壓水平的功率半導體器件時，功率流向對軟開關的影響分析較少。

文中以1臺1.5 MW的 PET為分析對象，該PET為10 kV AC-750 V DC,定義功率由10 kV AC流向750 V DC為整流模式，反向為逆變模式。分析了PET在2種模式下功率半導體器件的開關特性以及差異產生原因。為提高效率，文中提出一種效率優化方法，在整流模式下閉鎖SRDAB整流橋，使整流側電流只流經二極管,可避免高、低壓側器件開關不一致帶來的問題，所述方法無需額外的硬件電路和復雜的參數優化，實施簡單。在PET樣機進行了測試，證明了損耗分析的正確性和效率優化方法的有效性。

1 PET拓撲

文中以1.5 MW的10 kV AC-750 V DC PET為例進行分析，圖1給出了PET電路的單相拓撲。由圖1可知，每相由級聯的功率模塊組成，每個功率模塊包含一個H橋和一個SRDAB，CHB連接至10 kV的交流側，SRDAB輸出側并聯連接至750 V的直流側。SRDAB的諧振環節由高頻變壓器(high fre-quency transformer，HFT)的漏感Lr和諧振電容Cr組成[17]。其中，C1，C2分別為模塊高壓側直流電容和低壓側直流電容；uHV，uLV分別為高、低壓側高頻電壓；ir，ir_LV分別為高、低壓側高頻電流。PET主電路的參數如表1所示。

圖1 PET單相電路拓撲Fig.1 Circuit topology of single-phase PET

表1 PET主電路參數Table 1 The parameters of PET main circuit

PET采用傳統的雙閉環控制方法，即外環為低壓側直流電壓環，內環為交流電流環。CHB采用單極性載波相移脈沖寬度調制(pulse width mo-du-la-tion,PWM)策略，一個橋臂內相鄰2個功率模塊載波相位相差π/N[18]。對于高頻環節，SRDAB采用開環控制方法，即原、副邊均為50%占空比方波[19]。由于SRDAB低壓側并聯，高壓側直流電壓可以自動平衡，不需要電壓平衡控制。

2 PET損耗分析及效率優化

2.1 損耗分析

PET的損耗可以分解為3部分，即CHB硬開關損耗、SRDAB開關損耗和HFT損耗。下面分別分析整流和逆變2種模式下的電流路徑及損耗。

2.1.1 整流模式

整流模式下的電流路徑及損耗如圖2所示。

圖2 整流模式Fig.2 Rectifying mode

由圖2(a)可知，CHB采用單極性PWM，當功率模塊輸出電壓從Vdc變為零時，電流從S4的二極管換流到S3的絕緣柵雙極型晶體管(insulated gate bipolar transistor,IGBT)，即電流路徑從p1換流到p2，因此S3硬開關導致開關損耗。對于SRDAB，電流在半個開關周期內流過高壓側的IGBT和低壓側的二極管，低壓側開關始終處于零電壓開關(zero voltage switch,ZVS)狀態，開關損耗主要與高壓側的IGBT有關。

由圖2(b)—圖2(d)可知，在t1時刻前，Q2、Q3、Q6和Q7的反并聯二極管導通電流ir；在t1時刻，關斷開關Q2、Q3、Q6和Q7，相應的互補開關Q1、Q4、Q5和Q8經過死區時間Tdead后在t2時刻導通；在t1—t2期間，所有器件閉鎖。由圖2(c)—圖2(d)可知，在Tdead期間，電壓uHV幾乎無變化，根據基爾霍夫電壓定律，Q1和Q4的電壓仍然為Vdc。在Q1和Q4導通時刻，其兩端電壓從Vdc逐漸下降到零，無法實現ZVS，導致Q1和Q4存在開通損耗。其中，圖2(c)為圖2(b)虛線框放大部分，從圖2(c)中發現，在導通時刻，電流ir不為零值而是負值。這是由于高、低壓側IGBT的開關速度有差異引起的，即低壓側的IGBT比高壓側的開通速度快，如圖2(d)所示。當uLV為+Vdc時，uHV仍為-Vdc，此電壓差使電流ir在高頻環節的初值為負，即產生了無功功率，增加了通態損耗。當諧振電流ir初值為負時，關斷電流也大于零，即無法實現零電流開關(zero current switch,ZCS)，導致存在關斷損耗。

2.1.2 逆變模式

逆變模式下的電流路徑及損耗如圖3所示。由圖3(a)可知，當H橋模塊電壓從Vdc變為零時，電流從S1換流到S2二極管，即電流路徑從p′1換流到p′2，S1的硬開關導致了開關損耗。在相同開關電流條件下，逆變模式下S1的開關損耗與整流模式下S3的開關損耗幾乎相等，因此2種模式下的CHB損耗幾乎相同。對于SRDAB，電流流過低壓側IGBT和高壓側二極管，開關損耗與低壓側IGBT有關。根據高、低壓側開關器件數據說明文檔，在相同電流條件下，低壓側IGBT的開關損耗幾乎是高壓側IGBT的十分之一，因此開關損耗低于高壓側IGBT。此外，逆變模式下的開關特性與整流模式下有很大不同。

圖3 逆變模式Fig.3 Inverting mode

圖3(c)為圖3(b)虛線框放大部分，從圖3(b)和圖3(c)可以看出，在Tdead過程中，電壓uLV從-Vdc到+Vdc緩慢增加，這說明Q5和Q8的電壓在其導通前已經為零，即死區內實現了ZVS并顯著降低了導通損耗；由于交流側電壓uHV，uLV在器件開通前已反轉，器件的開關速度差異對交流側電壓和電流ir無影響，因此，高、低壓側也實現了ZCS，關斷損耗低于整流模式。

整流和逆變2種模式在死區時間上存在差異的主要原因為：高壓IGBT的N-區載流子濃度遠高于低壓IGBT，需要更多時間來復合載流子[12，14]。圖3(b)、圖3(c)表明，變壓器的勵磁電流有助于低壓側IGBT在Tdead內實現載流子復合，使器件的電壓降到零，而對于高壓側IGBT，勵磁電流在Tdead內不足以實現載流子復合，因此其電壓幾乎是恒定的。

2.1.3 整流和逆變模式下的損耗對比

為更進一步比較整流和逆變2種模式下的損耗類型，文中進行了熱損耗仿真，仿真結果見表2。

表2 1.5 MW下損耗對比結果Table 2 Loss comparison results at 1.5 MW kW

從表2可以看出，在整流和逆變2種模式下，CHB和HFT損耗基本相同，而SRDAB高、低壓側損耗不同，逆變模式下SRDAB高壓側損耗大大降低，與2.1節的分析吻合。

2.2 效率優化

根據上述對PET在整流和逆變2種模式下的損耗分析可知，SRDAB在2種模式下的開關特性不同。為解決高、低壓側器件開關速度不同導致的無功電流和ZCS失效的問題，文中提出一種效率優化方法，在整流模式下通過閉鎖SRDAB整流橋器件Q5—Q8，整流側電流只流經Q5—Q8的反并聯二極管,可避免高、低壓側器件Q1—Q4與Q5—Q8開關不一致帶來的問題。由于低壓側開關器件閉鎖，SRDAB低壓側交流電壓uLV不再由低壓側器件的開關狀態決定，而是由高壓側器件的開關狀態決定，即高、低壓側器件開關速度不一致導致的一系列問題均被避免。因此，整流模式下采用SRDAB低壓側閉鎖策略后，避免了開關速度不同所致的無功電流，以及開通時刻初始電流不為零所致的關斷電流大于零的問題。其測試結果如圖4所示。

圖4(b)、圖4(c)均為圖4(a)虛線框放大部分，從圖4可以看出，無功電流被消除，同時保證了實現ZCS。對于IGBT器件，由于拖尾電流存在，其關斷損耗較大，通過ZCS可減小關斷損耗，進而提升效率。

圖4 整流模式下閉鎖低壓側器件高頻電壓uHV，uLV和高頻電流ir波形Fig.4 Waveforms of high-frequency voltage uHV,uLVand high-frequency current ir under block mode

3 實驗驗證

為了驗證PET在整流和逆變2種模式下損耗分析的正確性和損耗優化方法的有效性，在1.5 MW 10 kV AC-750 V DC PET上進行了實驗驗證，PET樣機如圖5所示。

圖5 1.5 MW 10 kV AC-750 V DC的PET樣機Fig.5 PET prototype of 1.5 MW 10 kV AC-750 V DC

采用功率分析儀(WT1800)測量PET在雙向功率流條件下的效率，PET效率定義為：

(1)

式中：T為基波周期；pout為輸出功率；pin為輸入功率，分別測試了3種工況，即低壓側解鎖整流工作模式、低壓側閉鎖整流工作模式和逆變工作模式在不同功率下(功率從標幺值0.1逐步遞增0.1到額定標幺值1)的效率。

PET效率測試結果如圖6所示。由圖6可知，逆變模式下效率比整流模式下效率高約1%。另外，低壓側閉鎖整流工作模式相比于低壓側解鎖整流工作模式效率可提高0.2%。

圖6 效率測試結果Fig.6 Efficiency test results

4 結語

文中對1.5 MW的10 kV AC-750 V DC PET在整流模式和逆變模式2種模式下的損耗進行對比分析。分析結果表明，2種模式下的CHB損耗和HFT損耗基本相同，而整流模式下SRDAB損耗高于逆變模式，這主要是由于高壓側IGBT的開關損耗比低壓側IGBT損耗大很多，且高壓側IGBT中N-區存儲大量電荷，載流子復合需要更長的時間，不能在死區時間內換流，無法實現ZVS；由于高、低壓側IGBT開關速度不一致也導致存在無功電流，無法實現ZCS。為此，文中提出在整流模式下采用閉鎖低壓側H橋IGBT的方法，使低壓側H橋電流只流經二極管，避免高、低壓側器件開關速度不一致帶來的無功電流和ZCS失效的問題，從而提高效率。在1.5 MW的10 kV AC-750 V DC PET樣機上進行了效率測量，測試結果表明，額定工況下，逆變模式效率比整流模式效率高約1%，整流模式下閉鎖低壓側H橋比解鎖低壓側H橋可提高效率約0.2%。

本文得到國網江蘇省電力有限公司科技項目“緊湊型電力電子變壓器研制和示范應用研究”(J2019136)資助，謹此致謝！