基于圖騰柱無橋PFC的軟開關控制變換研究

孫戰， 王懿杰

(哈爾濱工業大學電氣工程及自動化學院，黑龍江 哈爾濱 150001)

0 引言

如今數據中心作為一種經濟基礎設施，其快速發展給社會的生產和生活都帶來了極大的便利。隨著計算設備的更新換代以及高密度計算設備的廣泛應用，數據中心所需的能量不斷增加。據估計，到2025年，數據中心的能量消耗將達到世界電能總量的20%。目前，數據中心能耗增長帶來的成本問題已成為各行業關注的焦點，因此企業在能耗和散熱等能源管理方面提出了新的要求，迫使數據中心必須立即對能耗管理作出戰略性變革。AC/DC開關變換器作為現代電源被廣泛應用于數據中心應用及數據通信設備等領域，在電網和用電設備之間擔任至關重要的過渡角色。電源的好壞不僅直接決定用電設備能否正常工作，甚至會威脅電網的穩定運行。隨著技術要求的不斷提高，高效率和高功率密度已成為驅使技術創新革命的重要因素[1—5]。為了保證電源符合電磁兼容規范和綠色能源要求，抑制諧波污染成為AC/DC開關變換器不可或缺的環節[6—9]。功率因數校正(power factor cor-rec-tion,PFC)電路具有抑制甚至消除諧波對電網污染的作用。

PFC可分為無源PFC和有源PFC。由于無源PFC的輸出紋波大、電流畸變校正及功率因數補償的能力差，有源PFC被廣泛應用于AC/DC變換器中。傳統的有源PFC電路由不控整流橋和Boost升壓電路組成，但隨著功率等級的提高，整流橋的損耗在很大程度上阻礙了系統效率和功率等級的提升。與傳統的Boost型PFC電路相比，采用氮化鎵器件的圖騰柱式無橋Boost PFC拓撲具有元器件數量少、器件利用率高及電磁干擾(electromagnetic interference,EMI)噪聲低等優點。為打破開關損耗對高頻化、高功率密度化的限制，利用諧振原理的軟開關技術[10—16]已廣泛應用于開關器件設計中。通過在開關過程前后加入諧振環節，使開關管實現零電壓條件下的開通或零電流條件下的關斷，進而有效降低開關損耗。

文中采用圖騰柱無橋PFC拓撲實現高效高功率密度的要求，通過全數字控制滿足電路在具備PFC功能的同時實現開關管零電壓開關(zero vol-tage switch,ZVS)。首先介紹了圖騰柱無橋PFC電路拓撲，分析了電路暫態情況下零電壓條件；其次介紹了系統參數優化設計以及雙閉環控制原理；然后通過仿真軟件對系統在不同情況下進行數學仿真，從理論上證明系統運行的可行性；最后通過搭建樣機，在實際應用中驗證系統的可行性。

1 拓撲結構及電路暫態分析

1.1 拓撲結構

結合應用新型開關器件氮化鎵的圖騰柱無橋PFC電路不存在反向恢復問題，可以適用于更廣泛的場合。圖騰柱無橋PFC電路結構如圖1所示，S1，S2為工作在高頻狀態的氮化鎵主開關管；S3，S4為工作在工頻狀態的開關管；Cs1，Cs2分別為開關管S1和S2的寄生電容；L為輸入濾波電感；C為輸出低頻濾波電容；R為等效負載。

圖1 圖騰柱軟開關無橋PFC電路Fig.1 Totem pole soft switch of bridgless PFC circuit

1.2 電路暫態分析

以正半周期為例對一個高頻周期內電路中各器件工作模式進行具體分析，此階段S4保持導通，S3關斷，開關管S2為主功率開關管，S1為輔助續流開關管。圖2為正半周期等效電路，圖3為一個高頻周期中電感電流波形及開關管柵源極和漏源極電壓波形。其中，Vin為輸入電壓；Vo為輸出電壓；Ipeak為峰值電流；Ivalley為谷底電流；Vgs2為開關管S2的驅動電壓；Vgs1為開關管S1的驅動電壓；Vds2為開關管S2的漏源電壓。

圖2 GaN圖騰柱PFC等效電路(正半周)Fig.2 PFC equivalent circuit of GaN totem pole (positive half cycle)

圖3 主要電壓及電流波形Fig.3 Waveforms of main voltage and current

(1)t0～t1時段：S2關斷，L與Cs1，Cs2發生諧振。在t=t0時刻前，開關管S2柵源極間存在正向電壓，開關管處于導通狀態，電感電流i線性增加。在t=t0時刻，開關管S2驅動電壓消失，S2截止，同時i的上升過程停止。此時Cs1，Cs2與L發生諧振，S1漏源極端電壓下降到零，S2漏源極端電壓上升至Vo。

(2)t1～t2時段：輔助管S1反向導通，電感電流i線性減小。當t=t1時，S2漏源極兩端的電壓值達到母線電壓。此時S1兩端電壓為零，S1等效體二極管導通，電感經S1續流，i開始線性減小。t=t2時刻，電感電流i減小至零。

(3)t2～t3時段：S1持續導通，電感電流i反向。輔助續流管S1受柵源極電壓控制正向導通，電感電流i繼續減小，此時i反向。

(4)t3～t4時段：S1驅動信號消失，S1關斷，L與Cs1，Cs2發生諧振。t3時刻，L與Cs1，Cs2進入諧振狀態，主功率管S2的漏源極電壓開始降低，輔助管S1的漏源極電壓開始升高。在t=t4時刻，S2漏極間電壓減小至零，此工作階段結束

(5)t4～t5時段：S2反向導通，電感L經S2續流。當t=t4時，主功率開關管S2兩端電壓已經諧振至零，此時電感電流仍為負，S2等效體二極管導通，須在電感電流上升至零之前在開關管兩端加上驅動信號。此階段S2漏源極電壓一直為零，電感經S2續流。

(6)t5～t6時段：S2實現ZVS，電感電流流經S2線性增加。當開關管受柵極驅動信號控制開通時，S2兩端電壓為零，實現ZVS，i繼續保持線性上升。當電路達到t6時，驅動信號消失，S2關斷，電感電流i上升到最大值，完成一個高頻周期的工作過程。

2 系統參數優化設計及雙閉環控制

2.1 系統參數優化設計

在基于氮化鎵器件的圖騰柱軟開關PFC電路中，電感L作為正負半周Boost電路的限流電感，決定電路的工作頻率范圍。過大的電感會限制變換器功率密度的提升，而當電感值偏小時，過高的工作頻率會增加電路采樣和控制的難度。因此，L的感值設計十分重要。同樣，以電路工作在正半周期為例，可以得到：

(1)

(2)

T≈ton+toff

(3)

式中：ton為開關管導通時間；toff為開關管關斷時間；T為開關管工作周期。

由電感伏秒平衡原理可得：

Vinton+(Vin-Vo)toff=0

(4)

由式(3)和式(4)可得開關管工作頻率fs為：

(5)

式中：ωL為工頻角頻率；Vrms為輸入交流電壓有效值。

當Vin< 0.5Vo時，有：

(6)

式中：ton_ac為高頻周期的導通時間。

文中設定電路穩定工作時的輸入電壓有效值為220 V，輸出電壓為400 V，因此可得到此階段開關管工作頻率范圍為：

(7)

式中：Po為系統輸出功率；η為系統效率。

當Vin>0.5Vo時，有：

(8)

式中：tZVS為系統實現ZVS時間。

此階段開關管工作頻率范圍為：

(9)

式中：Cs為諧振電容，取150 pF；k為軟開關實現條件，應滿足k>1，過大的k值會造成反向電流過大、電流紋波大，因此k取1.1。

綜合式(7)和式(9)，考慮到開關頻率對系統功率密度及控制難度的影響，文中最終選取電感L=135 μH，此時開關頻率范圍為98～450 kHz。

對于PFC變換器的輸出電容，設計時一般需要考慮2個條件：輸出電壓的紋波大小Vripple和掉電保持時間thold。

紋波方面，PFC作為前級電路，其輸出紋波大小對于后級DC-DC電路的設計十分重要，較大的紋波會導致后級電路輸入電壓范圍變寬，難以優化設計。相比于典型開關電源變換器，PFC變換器的輸出紋波包含2種：第一種為高頻的開關紋波，其幅值較小，可通過在輸出端加很小的電容濾除；第二種是由輸入造成的頻率為輸入電壓頻率2倍的低頻紋波，此類紋波頻率低，幅值較大，如圖4所示。

圖4 PFC電路紋波分析框圖Fig.4 Block diagram of ripple analysis of PFC circuit

為具備PFC功能，可認為變換器的輸入電流與電壓同相位，此時輸入電流可表示為：

(10)

式中：Irms為輸入交流電流有效值。

由能量守恒定律可得：

Pinη=Po

(11)

即：

VrmsIrmsη=VoIo

(12)

由圖4可得流經濾波電容Co前電流及電壓滿足：

Vin(t)Iin(t)=VrmsIrms(1-cos(2ωLt))=Vo(t)Iout(t)

(13)

式中：Iout(t)為輸出電流值。

由式(12)及式(13)可得：

(14)

由此得到流過輸出電容的紋波電流Icap為：

(15)

因此輸出電壓紋波Vripple為：

(16)

式中：ΔQ為電容電荷變化量；Co為輸出電容值。

由式(15)可以看出，當輸入功率因數為1時，在變換器輸出端必會引入2倍于輸入電壓頻率的電壓紋波，且其振幅與輸出電流大小成正比，與輸出濾波電容值大小成反比。一般根據4%的紋波指標計算電容值，由此可以計算輸出電容取值范圍如下：

(17)

掉電保持時間thold是指當變換器的輸入電源突然切斷后，輸出電壓可以穩定在調整范圍內的時間。thold的取值范圍通常要求在15～50 ms，大多數商用電源的掉電保持時間指標是輸入電壓的一個周期，即20 ms。

對于有一個固定容值的電容，充滿電時所包含的能量大小為：

(18)

式中：E為電容能量；C為電容數值；U為電容電壓。

則電容值可以計算為：

(19)

式中：Vo_min為保持時間內的系統允許的最低輸出電壓，文中設定為300 V。

要求穩態情況下PFC變換器的輸出電壓穩定在400 V，考慮到輸出濾波電容的耐壓值需要在此基礎上留取一定的裕量，同時參考電解電容的規格等級，實際選取規格為450 V/300 μF的電解電容作為PFC變換器的輸出濾波電容。

2.2 雙閉環系統的控制

傳統的控制方法[17—20]通過使電路在電流臨界模式下工作以實現主開關管ZVS，但其只適用于部分輸入電壓(Vin≤0.5Vo)范圍內[21—24]。為保證在全輸入電壓范圍內實現ZVS，系統在電流過零檢測的基礎上實現數字化雙閉環控制。

控制系統外環為電壓環，通過將電壓環給定值與母線電壓采樣值作差，得到誤差信號作為電壓環比例積分(proportional integral,PI)調節器的輸入，調節器的輸出決定每一高頻周期的導通時間ton_ac。系統通過計算電流內環采樣得到的輸入電壓值、母線電壓值及電壓環輸出值，從而得到主功率管和整流管的開通關斷時刻信號。以電流過零信號(zero crossing detect,ZCD)作為每個開關周期的時間基準，控制高頻開關管和整流管的工作時間。

3 系統仿真分析

通過數學分析分別對圖騰柱軟開關無橋Boost PFC電路在開環和閉環條件下輸入電流、輸出功率及輸出電壓進行模擬。圖5與圖6分別為氮化鎵型圖騰柱軟開關無橋Boost PFC電路輸入電壓與輸入電流及母線電壓與輸出功率的仿真波形，iL為電感電流。

圖5 圖騰柱軟開關無橋Boost PFC電路輸入電壓和電感電流仿真波形Fig.5 Input voltage inductor current simulation waveforms of totem pole soft switch without bridge Boost PFC circuit

圖6 圖騰柱軟開關無橋Boost PFC電路輸出功率和輸出電壓仿真波形Fig.6 Output power and output voltage simulation waveforms of totem pole soft switch bridged Boost PFC circuit

從圖中可以直觀看出，電感電流能夠保持與輸入電壓相位相同，且具有較高的正弦度。并且在額定功率400 W下，輸出電壓可穩定在400 V，電壓紋波較小，達到了較好的電壓和電流雙閉環控制效果。

由于在實際應用中電網電壓存在實時波動，當電網交流電壓出現波動時，變換器仍須保持穩定的輸出。圖7、圖8為模擬電網電壓波動時的仿真波形，在t=0.3 s時刻，電網電壓有效值由220 V突變至180 V。

圖7 電網電壓波動時輸入電壓和電感電流仿真波形Fig.7 Simulation waveforms of input voltage and induc-tor current when the grid voltage fluctuates

圖8 電網電壓波動時輸出功率及輸出電壓仿真波形Fig.8 Simulation waveforms of output power and out-put voltage when the grid voltage fluctuates

由圖7、圖8中的波形可得，輸入電壓發生波動后，電感電流波形無過沖現象，能始終以正弦型跟隨輸入電壓變化。變換器輸出功率及輸出電壓在波動出現后能夠迅速調節，最終恢復并保持在波動前的值。

此外，為了滿足負載不同功率等級要求，需要保證當系統負載發生波動時，變換器仍能保證正常穩定工作。圖9、圖10分別為負載波動時變換器輸入電壓電流及輸出功率和電壓的仿真波形。考慮在t=0.3 s時刻，變換器負載功率由滿載400 W波動至半載狀態。

圖9 負載波動時輸入電壓及輸入電流仿真波形Fig.9 Simulation waveforms of input voltage and current when load fluctuates

圖10 負載波動時輸出功率及輸出電壓仿真波形Fig.10 Simulation waveforms of output power and output voltage with load fluctuation

由圖9、圖10中的波形可以得知，在系統負載突變至半載后，輸出功率突變至原來的一半，但母線電壓仍保持在400 V，同時輸入電流波形無出現明顯過沖現象，能夠始終跟隨輸入電壓并以正弦波形變化。

結合PSIM電路仿真軟件，在輸入電壓大于輸出電壓的一半的情況下針對主開關管進行電路仿真，如圖11所示。輔助開關管通過延長導通時間以獲得更多反向電流從而保證主開關兩端電容能諧振到零實現ZVS。

圖11 輸入電壓為280V時ZVS的仿真波形圖Fig.11 Simulation waveforms of ZVS when input voltage is 280V

4 實驗驗證

為驗證所選擇拓撲、參數設計的可行性，搭建輸入電壓有效值220 V，額定功率400 W的實驗樣機。圖12為樣機原理圖，在圖騰柱式PFC電路中，由于正負周期內主開關管交替工作同時開關頻率較高且變換范圍較大，為準確獲得ZCD，系統以交流電感側作為采樣點進行采樣電阻Rsen采樣，與在直流續流回路側采樣電流相比，交流側采樣具有采樣電流連續、無明顯振蕩且電流檢測無延時等優點。由運算放大器、比較器及數字隔離器三部分組成電流過零檢測電路，其中運算放大器采用AD8061，比較器采用TLV3501。樣機選用的芯片型號及參數如表1所示。

圖12 圖騰柱軟開關PFC電路原理Fig.12 Schematic diagram of totem pole soft switch PFC circuit

表1 樣機選用的芯片型號及無源器件參數Table 1 Chip models and passive device parameters selected by the prototype

圖13為圖騰柱型無橋PFC電路主功率回路波形。圖13(a)為電感電流波形，可以看出，此模式下電感電流包絡呈正弦型，且與輸入電壓同相位，功率校正效果較好。同時，在過電流抑制策略的控制下，輸入電壓過零處電流沖擊得到了抑制，電路可以正常穩定工作。圖13(b)為額定工作條件下的輸入電壓及輸出電壓波形，此時輸入為有效值220 V的單相正弦交流電，輸出電壓可以穩定在400 V左右，紋波較低可忽略不計。

圖13 滿載情況下PFC電路主要電壓及電流波形Fig.13 Main voltage and current waveforms of PFC circuit under full load

5 結語

文中設計了1臺400 W基于圖騰柱結構實現高效高功率密度的軟開關PFC電路，輸入電壓220 V，輸出電壓400 V。該電路采用無橋PFC拓撲結合第三代寬禁帶氮化鎵器件，通過全數字雙閉環控制方法實現電路在電流臨界和準方波2種狀態下切換工作，保證變換器在具備PFC功能的同時實現開關管ZVS。該電路的數學仿真模型從理論上證明了其設計的可行性。后續進一步針對大功率情況下圖騰柱軟開關電路進行理論分析及實驗驗證。