自供電壓電電磁混合能量俘獲電路*

王家歡，夏銀水，沈家輝，蘆泓宇

(寧波大學信息科學與工程學院，浙江 寧波 315211)

無線傳感器網絡(WSN)節點已廣泛用于環境監測、可穿戴設備、消費電子產品和人體健康監測系統。然而，節點供電方法已經成為WSN 大規模應用中不容忽視的障礙。由于有限的電池壽命，采用電池進行供電限制了WSN 工程應用的進程。環境能量收集技術被認為是克服這一挑戰的有效方法之一[1]。光、熱、風和振動是自然界中最常見的環境能源[2]。其中，振動能在環境中廣泛存在、能量密度高，且壓電換能器(Piezoelectric Transducer，PZT)可以通過正壓電效應[3]將振動引起的機械應變轉換為電能。因此，采用PZT 收集環境振動能量來為WSN 供電的方法引起了相關學者的極大興趣。但PZT 產生的能量交流且時變，因此需要接口電路進行能量變換并提供穩定的電源。

目前，已經報道了許多PZT 接口電路。全橋整流器具有結構簡單的特點而被廣泛應用，因此被稱之為標準能量收集電路(Standard Energy Harvesting，SEH)。由于二極管存在正向壓降，使得SEH 轉換效率低。為此，文獻[4]和[5]采用有源二極管和MOS 整流橋以降低二極管的壓降。但是，由于壓電元件中存在寄生電容，導致電壓和電流之間存在相位差，從而導致無功功率的產生[6]。

近來，人們提出了多種非線性接口電路來提高俘能電路的輸出功率。Lefeuvre 等[7]提出了同步電荷提取電路(Synchronous Electric Charge Eletraction，SECE)。在SECE 中，一旦等效電流源電流過零，通過LC 諧振快速提取壓電受夾電容Cp中的電荷，使壓電電壓為零(稱為同步提取)，從而電壓和電流總是保持相同的相位[8]。SECE 技術通過同步提取改變電壓極性來提高功率，使其電壓過零與電流過零保持一致，消除了因相位差產生的無功功率。

Lefeuvre 等[9]還提出了電感并聯同步開關收集(Parallel Synchronized Switch Harvesting on Inductor，P-SSHI)和電感串聯同步開關收集(Series Synchronized Switch Harvesting on Inductor，S-SSHI)。這兩種方法利用串聯電阻、電感、電容(RLC)電路的LC諧振的1/2 周期，不僅可以改變同步時刻壓電電壓的極性，而且可以放大電壓。每次同步提取后電壓發生變化，導致整個周期的電壓幅值變大。SSHI 技術也被稱為偏置翻轉整流技術[10]。

由于SECE 和SSHI 兩者的特性不同，又提出了利用兩者特性的技術，如雙同步開關采集[11]、同步翻轉電荷提取[12]。同步翻轉電荷提取(Synchronous Inversion and Charge Extraction，SICE)由Lallart 等提出，在弱機電耦合下，該方案在每個電壓極值時刻，通過LC 諧振來快速使壓電電壓翻轉，最后利用SECE 提取。這些電壓翻轉提高了壓電的電壓，因此俘獲的能量也相應地提高。

為進一步提高俘能效率，研究人員提出了[13-16]采用外加電壓源來對受夾電容Cp進行充電，提出了所謂的“預偏壓”[13-16]和“能量注入”[15]等技術提高壓電能量的俘獲效率。較之于SSHI 技術無需外加的電壓源來翻轉壓電電壓，“能量注入”[15]和“預偏壓”[13-16]等是指在下半個周期開始電荷積累之前，外加偏置電壓源可以向壓電元件即向受夾電容Cp預先注入更多能量，從而產生一個預偏置電壓Vb。每次同步后的電壓幅值會隨著預偏壓[16]而增大。此時存儲在電容Cp的能量可以表示為:

Vmax表示沒有外加電壓源情況下，在電荷提取瞬間壓電元件上的電壓最大值。因為預偏置電壓Vb的存在，每次電荷提取所增加的能量為CpVmaxVb。

外加電壓源的加入不可避免地會使電壓控制更加復雜，從而造成更多能量的損失。為俘獲更多的能量，提高設備的可靠性，人們通過俘獲多種環境能量來為無線傳感網絡節點供電[17-19]。但是，這些電路要么采用時分復用的方法，無法實現同時俘獲兩種形式的能源；要么需要外部供電電源才能正常工作。Wang 等[19]提出了自供電的壓電振動能與溫差熱電能融合采集電路，實現了自供電的交流和直流能量俘獲。但是該電路只能工作在熱電電壓較低情況下，且俘獲效率較低。

為此，本文提出了一種基于雙能量源的同步翻轉電荷提取能量俘獲接口電路(DS-SICE)，該電路利用了兩種不同能量源的特性，可以同時俘獲兩種交流能量(壓電和電磁能量)。在壓電振動的正半周期電壓反轉，進行能量注入。在負半周期，采用SECE 的結構，同時提取壓電片中的電荷和電磁發電機的能量。所提出的電路在增加俘獲能量的同時，降低了負載的依賴性。

1 電路工作原理

1.1 PZT 的等效模型

壓電換能器在諧振情況下的等效電路模型可以表示為圖1(a)，其中Vs和Rs分別表示外部激勵力和機械阻尼損耗。LM是質量勢能，CK是懸臂的彈性勢能。懸臂結構中機電耦合較弱時，PZT 可以簡化為一個由電流源Ip與電容器Cp和電阻Rp并聯組成的非耦合電路模型，如圖1(b)所示。當激勵是正弦振動時，電流可以表示為

圖1 壓電等效模型

式中:ω代表外部振動的角頻率。

1.2 電磁發電機

電磁發電機(Electromagnetic Generator，EMG)的工作原理主要是根據法拉第電磁感應原理。電磁微發電機的結構是由一個或幾個線圈和磁鐵以簡單的幾何形狀組裝而成。與壓電換能器(PZT)比較，EMG 產生的輸出電壓低，工作頻率較低，[20]產生的能量較少。由于電路中整流二極管和晶體管的壓降存在，電磁能量俘獲在低電壓輸入下一直面臨著挑戰[21]；另一方面，EMG 產生較高的輸出電流，可以等效為一個交流電壓源與一個內阻。由于EMG 采集的能量密度低，電路設計難度大，因此電磁能用來做輔助的能量源。

1.3 同步電荷提取電路

同步電荷提取電路(SECE)的電路實現和波形圖如圖2 所示，SECE 電路提取能量的過程主要分為兩個階段:電荷提取和電感續流[7]。

圖2 SECE 接口電路和電路波形圖

對于傳統的SECE 結構，在一個完整周期內提取的能量由式(3)給出:

由于SECE 的負載獨立性好，人們提出了一些基于SECE 結構的整流技術，如同步翻轉電荷提取[12，14](SICE)。電路原理圖如圖3(a)所示，其工作波形圖如圖3(b)所示。研究表明在前半周期甚至前幾個周期進行能量注入，可增大最終俘獲的能量。文獻[12]和[14]利用壓電受夾電容Cp上自身的電荷進行n次電壓翻轉，再利用SECE 提取。

圖3 同步翻轉電荷提取和同步電荷提取波形圖

在弱耦合條件下，當考慮電壓翻轉次數n＝1時，得到Vini＝Vmax，所提取的能量可以表示為:

比較式(3)和(4)，可以看到翻轉后的電壓Vinv越大，可提取的能量越多。

在這里，定義

式中:Vini和Vinv分別表示發生電壓翻轉前后的電壓，系數γ可以表示電壓翻轉性能的好壞[22]。對于無外加電源的電壓翻轉來說:

式中:γ＝1 表示具有無損RLC 電路的理想電壓翻轉，即r＝0 或相應的Q＝∞，數字-1 表示在同步時沒有電壓變化的情況，如SEH 電路。SECE 的電壓波形與γ＝0 的相似。對于同步翻轉電荷提取電路，考慮翻轉系數后，式(4)可改寫成:

根據式(7)可見，γ越大，在同步電荷提取階段(SECE)所能提取的能量也越多。為獲得更大的翻轉系數γ，一些電路如同步多偏壓[22]等技術采用了外加的電壓和輔助電容，來使翻轉后的電壓幅值大于翻轉前的電壓，即γ可以大于1。

2 電路設計與分析

本文根據同步翻轉電荷提取的原理，提出一種自供電混合雙能源能量俘獲接口電路(DS-SICE)。該電路的原理圖如圖4 所示。

圖4 DS-SICE 原理圖

電路工作原理如下:EMG 輸出的交流電壓，經過二極管D1和D2，分別在電容C1，C2上存儲負電荷和正電荷。當PZT 輸出達到峰值時，電容C1和C2接入LC 回路中。在壓電(PZT)振動的正半周期峰值時刻，如圖4(b)所示，此時開關S1閉合，PZT的受夾電容Cp、電感L1和電容C1形成閉合的回路。電路采用CLC 諧振可使電路的翻轉性能增加[22]，該電路采用EMG 模塊和存儲負電荷的電容C1，提高了能量俘獲效率。圖4(c)給出了當檢測到PZT的負半周期峰值時的電路工作圖，與SECE 一樣包括電荷提取和電感續流兩個過程。開關S1和開關S2閉合，電容Cp、電感L1、電容C2進行LC 諧振；經過1/4 LC 諧振，電容Cp和C2的電壓轉換為電感L1的電流，電感上的電流達到峰值，PZT 兩端電壓為零。此時開關S3閉合，電感續流回路為電容C2、電感L2、負載電容Cs。電路的能量提取采用SECE 結構，降低了電路與負載關聯性。

所提出的自供電混合雙能源能量俘獲接口(DSSICE)電路實現圖如圖5 所示，主要由電磁發電機(EMG)、壓電換能器(PZT)、無源正負峰值檢測、三極管開關Q2，Q5和Q6、存儲電容C1和C2、整流二極管D1和D2、MOS 管M1和二極管D3組成的開關、耦合電感L1和L2構成。詳細的工作過程如下。

圖5 雙電源的同步翻轉電荷提取(DS-SICE)電路圖

在壓電激勵的正半周期，電路經由無源峰值檢測開關，在達到峰值后經過一個Vdelay的相位延遲后[23-24](詳細過程可參考文獻[24])，三極管Q2導通。電容C1、電感L1和電容Cp形成的CLC 回路如圖6 所示。

圖6 正半周期工作的LC 回路

當三極管Q2導通時，電容Cp、C1、電感L1三者發生諧振，開關在1/2 個LC 諧振周期后，Q2截止。假設電感為一個理想電感，即忽略電感的損耗。設Cp和C1上的電壓分別為Vp、V1，根據電荷守恒(8)和能量守恒(9)，電荷和能量只在Cp和C1之間交換。

求解上述兩個方程，得到Cp兩端翻轉前后的電壓，可以表示為式(10):

根據上述所定義的翻轉系數，可以得到:

注意到V1＜0，因此翻轉系數γ大于1，電路翻轉后的電壓值大于翻轉前的電壓，類似于有源的電荷注入。該方案能增大翻轉后電壓幅值的原因是LC 諧振發生在兩個電容和一個電感，而其他同步翻轉電荷提取的LC 諧振只發生在一個電容和一個電感。根據式(7)和式(12)，翻轉系數γ的減少，俘獲的效率也相應增加，所增加的能量為2CpVmax(-2V1＋。表1 給出了四種不同電路在理想情況下一個周期能量表達式。從表1 看出，該方案可以使得負載俘獲的能量有效提高。

表1 SECE、偏置翻轉、預偏壓、本文電路的一個周期的能量

在負半周期，無源峰值檢測開關的工作過程與前半周期類似。電路經過峰值檢測開關，檢測到負半峰值后，經過一個Vdelay相位延遲后，三極管Q5和Q6同時導通，電容C2、電感L1、電容Cp形成CLC 回路，如圖7 所示。當開關閉合時，與SECE 工作過程類似，利用電感L1提取電容C2和Cp上的電荷，經過1/4 個LC 諧振周期，電感上的電流達到最大值。此時，PMOS 管M1柵級上的電壓為負，MOS 管M1導通，電感續流發生。二極管D3屏蔽了PMOS 管的寄生二極管，從而電感L2的電流方向只能單向流動。由于電感L2和電感L1的耦合，電感續流發生在L2上，兩者的電流都是從同名端流入。續流回路為電容C2、電感L2，負載電容Cs。

圖7 負半周期工作LC 回路

可以看到，能量從能量源到負載端只發生在振動的負半周期。在能量提取階段，所提取到負載的電荷一部分為C2的電荷，另一部分為Cp上的電荷，其中Cp上的電荷為正半周期電壓翻轉的電荷和負半周期PZT 等效電流源產生的電荷之和。

在一個周期負載所得到的能量，可以表示為:

式中:Eloss為電感寄生電阻消耗的能量和晶體管壓降造成的能量損耗。對于電容Cp上的能量提取，SECE 結構是常用的Buck-Boost 結構，而對于C2的電荷提取，在電荷提取和電感續流階段能量都可以傳遞到負載，增加了到負載的功率。

3 仿真分析

對所提出的電路通過LTspice 進行仿真。電路所對應的電流電壓波形如圖8 所示。在壓電激勵的正半周期峰值時，由于C1上的負電荷部分轉移到Cp中，因此C1上的電壓迅速上升，然后又由電壓源VEM進行充電，緩慢下降；而C2上的電壓由于SECE 電荷提取，則相應地在負半周期峰值時刻迅速下降，然后由于VEM的正向電壓充電，電壓緩慢上升。同時，由于LC 諧振周期的時間很短，PZT 兩端的電壓在峰值時迅速變化，因此在電感上有時間很短的尖峰電流。

圖8 所對應的電壓電流仿真波形圖

為進一步驗證該結構的電壓翻轉作用，圖9 給出了在有無輔助電壓源VEM情況下，壓電片兩端電壓的比較仿真圖。可以看到，由于VEM輔助電壓的存在，壓電片兩端的電壓幅值被有效提高，提高的電壓值大約為1.8 V，這一部分增加的電壓來源于輔助電容C1。電壓的增加不僅可以增大可俘獲的能量，還減少了電路的損耗。注意在這里由于翻轉電壓增加所增加的能量為，而不是

圖9 有無EMG 的電壓對比圖

圖10 給出了在電壓翻轉階段和能量提取階段放大后的電流電壓仿真波形圖。在壓電的正半周期峰值時刻，電感L1、電容Cp、電容C1三者發生諧振。從電感電流iL1的波形可以看出，LC 諧振發生1/2 周期，造成的效果使VPZT電壓下降到負值，C1的電壓抬升。在負半周期峰值時刻，當開關閉合時，電感L1、電容Cp、電容C2進行1/4 LC 諧振，直到VPZT＝0 V。此時，續流階段發生在電感L2上，由于續流回路由電容C2、電感L2、電容Cs組成，所以在續流階段，電容C2的電壓會持續下降，直到續流結束。該電流電壓波形與工作原理符合。

圖10 電壓翻轉階段和電荷提取階段放大的電流電壓仿真波形圖

為進一步驗證該電路的負載相關性，我們進行了分組仿真測試比較。圖11 是在不同的EMG 電壓、相同PZT 開路電壓(VPZT＝4 V)下，俘獲的功率隨負載電阻變化關系。在負載電阻值較小時(小于300 kΩ)，隨著負載阻值的增加，俘獲的功率也增加；在負載電阻大于300 kΩ 時，電路俘獲的功率幾乎保持不變。并且不同EMG 的電壓變化對負載獨立性的影響很小。由圖可見，在負載電阻變化很大一個范圍內，俘獲的功率維持在較高的水平，這是采用SECE 拓撲結構的優勢。

圖11 俘獲的功率隨負載電阻變化曲線

4 實驗與測試

為了對以上理論和仿真分析進行驗證，我們搭建了如圖12 所示的實驗平臺，其中電路的元器件型號及參數如表2 所示。

圖12 實驗平臺搭建

表2 元件型號及參數

整個實驗系統包括信號發生器、示波器、懸臂梁裝置、功率放大器、振動臺、電壓源以及無源能量俘獲電路等。信號發生器輸出的正弦信號，經過功率放大器來驅動振動臺，通過調節正弦信號的頻率和幅度可以控制振動臺的振動頻率和幅度。當正弦信號的頻率和懸臂梁裝置的諧振頻率一致時，PZT 工作在諧振狀態，輸出功率達到最大，壓電振動能的俘獲都是在PZT 諧振狀態(f＝20 Hz)下完成。

懸臂梁裝置由金屬質量塊、PZT 和基座組成，PZT 的一端被固定在基座上，另一端(活動端)被固定上一個金屬塊，基座固定在振動臺上。電磁微發電機由線圈和永磁體組成，其主要的運轉機制為機械式振動產生磁場與導線圈之間的相對運動，將機械能轉換為電能輸出。當接入電路測試時，保持電磁微發電機轉速穩定，即能產生穩定的輸出。

圖13 為示波器所測PZT 兩端的電壓波形和輔助電容C1和電容C2的電壓?？梢詮膱D中看到:PZT 兩端的電壓達到正峰值后，經過一段延遲后迅速下降，電壓反向。在壓電負半周期，將PZT 電荷和電磁發電機的電荷進行提取，壓電兩端的電壓到零。在相應的峰值時刻，C1和C2電壓的變化也在圖13 給出。實驗示波器所觀察到的波形與上述仿真的波形一致。

圖13 示波器所測PZT 的電壓、電容C1、C2 波形

所提出的電路在振動的正半周期進行電壓翻轉，能量提取的過程發生在負半周期的SECE。為觀察電感上的電流，在電感回路中串聯一個小電阻(Rt＝5 Ω)，通過測量小電阻兩端的電壓得到流過它的電流。在能量提取階段和電壓翻轉階段，電感上的電流和PZT 兩端的電壓如圖14 所示。圖14(a)和14(b)比較了在有無輔助EMG 電壓情況下，壓電兩端的電壓?？梢钥吹剑敶嬖贓MG 時，翻轉后的電壓幅值可大于無EMG 的情況，這意味著在SECE電荷提取階段，所能俘獲的能量更多。圖14(c)說明在負半周期峰值瞬間，開關閉合后，利用電感對壓電上的能量進行提取，并續流到了負載。

圖14 電流電壓圖

圖15 給出了實驗測得的三種不同結構電路俘獲(PZT 開路電壓＝4 V)的功率隨負載變化圖，所提出的電路俘獲的能量為標準能量俘獲電路的2.7倍，約為sp-SECE 電路的1.9 倍，并且負載的相關性與SECE 近似，在較大變化區間內，仍保持較高水平的輸出功率。

圖15 俘獲功率隨負載變化圖

5 結論

本文提出了自供電的壓電和電磁混合能量俘獲電路(DS-SICE)。利用電磁和壓電兩者能量的特性，較好地實現了不同能量源之間的協同作用。在基于偏置翻轉電荷提取的結構上，將電磁能量的負電荷用于翻轉電壓，將電磁的正電荷和壓電Cp上的電荷利用SECE 結構提取。對所設計的電路進行了原理分析、仿真和實驗測試，結果表明所提出的電路可以實現壓電振動能和電磁能的同步采集；同時，電路俘獲的混合能量與負載阻值相關性較小。對于兩個交流源，該電路無需多個整流橋，與現有標準能量俘獲電路的最大輸出功率相比，該電路輸出功率提升了2.7 倍，是SECE 輸出功率的1.9 倍。