基于UC2844 的反激式電源設計

王一鳴，許頗，李翔，李雪庸

（錦浪科技股份有限公司，浙江寧波，315712）

0 引言

自20 世紀半導體問世以來，現代電力電子技術正以令人矚目的速度發展，開關電源技術也在隨之不斷革新。其中，反激式開關電源因其結構簡單、成本低廉，具有很大的市場前景[1]。本文所設計的反激式開關電源，屬于多路輸出電源系統，當負載變化時，輔路輸出電壓只能靠變壓器匝數比進行分配，而不能得到精確的反饋控制[2]。對此，本文采用增加拓撲電路的辦法來優化交叉調整率。

1 UC2844 內部結構及引腳功能

UC2844 是一款高頻開關電源控制芯片，在低壓輸出領域得到廣泛的應用[3]。其內部結構如圖1 所示，內部電路包括欠壓鎖定（UVLO）、調整誤差放大器輸入端精度的基準電壓模塊、鎖存邏輯電路及用于實現限流控制的脈寬調制（PWM）比較器等。

圖1 UC2844 內部結構

COMP 引腳既可以產生電流，又可以吸收電流，誤差放大器內部是限流的，因此可以通過使COMP 接地來獲取零占空比；VFB 引腳用于誤差放大器的反向輸入，進而控制電源變換器電壓反饋電路的穩定性；芯片的電流檢測輸入端連接PWM 比較器，在設計電路時，將ISENSE 引腳連接到MOSFET 的源極采樣電阻，PWM就可根據這個信號判斷是否關斷輸出開關，終止信號輸出，同時，可使用該引腳運行具有電壓模式控制配置的設備或添加諧波補償；RT/CT 引腳是振蕩器的定時引腳，當工作頻率一定時，可通過在VREF 和RT/CT 之間串聯一個電阻來設置時序電容的充電電流，將RT/CT 通過時序電容接地來設置頻率；GROUND 是信號和功率反饋地，在設計電路時，應注意將其與大電流驅動路徑區分開，從而避免信號受到干擾；OUTPUT 作為芯片的輸出引腳，可以直接驅動MOSFET，為了防止對電源和地的高阻抗產生過沖，應該在輸出管腳上加一個肖特基二極管[4]；VCC 是UC2844 輸入引腳，正常工作時，通過限流電阻使VCC 通電。

2 反激式開關電源系統分析

本文所述開關電源的總體設計框圖如圖2 所示。電路主要由反激變換器、PWM 控制電路、電壓反饋電路及Buck電路組成。

圖2 反激變換器總體框圖

首先給芯片VCC 供電，當芯片有輸出后，輔助繞組工作，隨后輔助繞組給芯片供電，MOS 管導通，輸出二極管反向截止，輸出電容給負載供電。此時的變壓器相當于一個純電感，流過主繞組的電流線性上升并達到峰值。當MOS管關斷時，所有繞組電壓反向，輸出二極管進入導通狀態，同時初級繞組儲存的能量傳送至次級，給負載和輸出電容供電。主輸出繞組連接至電壓反饋電路，通過PC817 連接至UC2844 的COMP 端，以此來不斷調節OUTPUT 的輸出占空比。除主輸出外，各繞組的變壓器輸出端接至Buck 電路，以獲取精確目標輸出電壓值。

3 單元電路設計

■3.1 反激變換器

本電源的反激變換器部分如圖3 所示。反激變換器由變壓器、MOSFET 及輸出整流濾波電路組成。其中，MOSFET在變換器中充當開關管的作用，受芯片輸出PWM 控制。MOSFET 不斷的閉合與導通，從而在變壓器兩端產生高頻方波信號，再將該方波信號通過磁場感應的方式傳遞給副繞組，最后通過整流濾波電路輸出。

圖3 反激變換器電路

以-12V 輸出為例，在MOSFET 閉合階段，變壓器的主繞組得到輸入電壓，電流和磁場不斷增加，儲存能量。因為此時副繞組側二極管D12受到反向電壓，不能導通，由電容C12、C9向負載提供能量。其中，C12用于濾低頻波，C9用于濾高頻波。在MOSFET 斷開階段，主繞組中電流為0，因為磁場下降而在副繞組中感應到正向電壓，D12導通，給電容蓄能。

■3.2 PWM 控制電路

PWM 控制由芯片及其外圍電路實現，如圖4 所示。VCC 由輔助繞組提供電壓，進而給芯片供電。COMP用于接收反饋電路傳來的信號，來控制芯片調節輸出占空比。RT/CT 通過R20與C30產生晶振，其中，振蕩幅值通過VREF 產生。

圖4 PWM 控制電路

ISENSE 用作芯片的電流保護，為了輸入有效的信號，使用R21和C29構成一階濾波電路，減少信號中的毛刺，并使用R18作為斜坡補償。R23為0.39Ω采樣電阻，流過MOS 管的源極電流，當其兩端電壓超過1V時，將觸發ISENSE 引腳進入電流保護機制。

■3.3 電壓反饋電路

電壓反饋電路由可調穩壓器TL431 及光電耦合器PC817 組成，如圖5 所示。TL431 內部基準電壓為2.5V，通過合理選定R25、R26及R31的阻值，可使R31兩端電壓分到12V 輸出電壓中的2.5V。因此，當變壓器主輸出減小時，R31兩端電壓也將小于2.5V，進而TL431 穩壓值減小，導致PC817 中二極管電流增加，光增強，PC817 中三極管電流隨之變大，此反饋信號通過COMP 輸送至芯片，芯片即增加占空比，從而增大輸出電壓。

圖5 電壓反饋電路

■3.4 RCD 鉗位電路

R3、C3及D7、D8構成RCD 鉗位電路，如圖6 所示。因為變壓器存在漏感，在MOS 管關斷時，會產生很大的尖峰電壓，RCD 鉗位電路即保護MOS 管DS 兩端不因電壓應力過高而被擊穿。

圖6 RCD 鉗位電路

在MOS 管導通時，能量儲存在勵磁電感與漏感中，在MOS 管關斷時，漏感中的能量無法傳遞到副邊，此時能量通過D7、D8轉移至C3中，R3則用來吸收C3中的能量。需要注意的是，C3和R3的取值如果過小，則鉗位電壓下降很快，從而消耗變壓器能量，降低反激變換器的效率；若C3和R3的取值過大，則電壓峰值小于副邊反射電壓，R3變為死負載，從而消耗變壓器能量。在本電路中，選取R3為100k，C3 為2.2nF。

■3.5 Buck 電路

Buck 電路由電壓調節器及其周邊電路組成，如圖7 所示。以5V 輸出為例，變壓器輸出電壓為12V 左右，由于無法保證能量均衡分配，接入Buck 電路來得到穩定的5V 輸出電壓。

圖7 5V 輸出Buck 電路

5V 輸出采用LM2596-ADJ 芯片，該芯片最高可輸入45V 電壓。如圖8 所示，當輸入大于5V 時，芯片內部的誤差放大器將輸入電壓與基準電壓Vref的差值放大，輸入比較器與鋸齒波進行比較[5]，相當于減小占空比，從而達到輸出電壓為5V 的動態平衡。

圖8 LM2596穩壓原理示意圖

該芯片為可調芯片，需要自己調節R15、R17的值，當輸出的電壓為5V 時，電阻值可由下式得到：

其中Vref= 1.23V。

4 電路測試結果與分析

設計輸入直流電壓范圍為200V～1000V，其中5V 輸出、15V 輸出、20V 輸出及-12V 輸出分別始終帶載8.3Ω、215Ω、80Ω、70Ω，以保持3W、1W、5W 及2W 的輸出功率，12V 主輸出的輸出功率實現從空載到91W 之間切換。為了驗證電源工作可靠性，記錄各路輸出及MOS 管DS 極間電壓波形來觀察開關電源工作情況。

表1 為不同輸出功率下的各路變壓器輸出及Buck 電路輸出值。可以看出，隨著負載的增加，變壓器輸出會隨之增大，此時，主路輸出12V 會在誤差范圍內稍有降低，如圖9、圖10，但只要在Buck 電路的芯片承受范圍內，最終都可以穩定在目標輸出值。

表1 不同負載下的各路輸出電壓值

圖9 重載下的主路輸出電壓值

圖10 重載下的變壓器各路輸出電壓值

同時，我們記錄MOS 管兩端DS 間電壓，來觀察占空比調節情況，如圖11 所示。

圖11 不同輸入電壓及帶載情況下的MOS 管兩端電壓波形對比

可以看到MOS 管工作占空比隨著負載的增加而增大，同時，漏感電壓及反射電壓有所增加，但在同一負載下，漏感電壓與反射電壓并不隨輸入電壓的變化而產生顯著變化。記錄數據如表2 所示。

表2 51W下不同輸入電壓時的MOS管情況

5 結語

本文設計了一款基于UC2844 的反激式開關電源，介紹了芯片及整個電路的工作原理與參數選擇及計算方法。該系統以UC2844 作為PWM 控制器，搭配PC817 光電耦合器、TL431穩壓源構成的電壓反饋電路，可以實現預期指標要求，并通過實驗驗證了該開關電源具有該開關電源具有效率高、穩壓范圍寬、功耗小等優點。