四管Buck-Boost變換器的改進型三模式變頻軟開關控制策略

方天治 王 愿 張惠麗 張 雨 沈姝衡 藍建宇

四管Buck-Boost變換器的改進型三模式變頻軟開關控制策略

方天治1王 愿1張惠麗1張 雨1沈姝衡1藍建宇2

（1. 南京航空航天大學自動化學院 南京 211106 2. 空間電源技術國家重點實驗室（上海空間電源研究所） 上海 200240）

四管Buck-Boost變換器（FSBB）具有無源元件少、開關管電壓應力低、輸入輸出電壓同極性、控制自由度多等優勢，非常適用于寬輸入電壓的預調節器。該文對傳統三模式控制的中間模式進行優化，提出一種改進型三模式控制策略，降低了導通損耗，提升了變換器工作效率。為進一步提高功率密度、降低高頻硬開關帶來的開關損耗和電磁干擾，該文提出變頻控制策略，能夠在全電壓范圍內實現軟開關。分析表明，改進型三模式控制可優化變頻范圍，與變頻軟開關控制具有很好的契合度。在實驗室研制了一臺輸入80～160V，輸出125V/300W的原理樣機，驗證了所提控制策略的正確性，并通過效率對比和損耗分析證明所提控制策略有利于FSBB實現高效率和高功率密度。

四管Buck-Boost變換器 改進型三模式控制 變頻控制 軟開關 電感電流

0 引言

隨著科技的發展和進步，許多用電場合都對電源變換器提出了更高的要求，這主要體現在高效率、高功率密度等方面[1-3]。在航天電推進單元中，電源處理單元（Power Processing Unit, PPU）陽極電源通常采用太陽能電池陣列供電，為實現最大功率跟蹤，其輸入電壓通常會在較寬的范圍內變化[4-5]。在分布式通信電源供電系統中，通常會在48V母線上并聯蓄電池以保證不間斷供電。由于蓄電池的充放電特性，該母線電壓也會在較寬的范圍內變化[6]。上述寬范圍變化的輸入電壓給電源中的變壓器優化設計帶來不便，通常的應對方案是用非隔離變換器將此輸入電壓預調節至額定輸入電壓附近，再由隔離變換器將該電壓變換至所需電壓。這里前級預調節器的拓撲選擇、特別是控制策略優化問題為提高電源的效率及功率密度提出了新的挑戰。

為了在寬輸入電壓范圍內獲得高效率，文獻[6-9]提出將Buck變換器和Boost變換器級聯，省去中間母線電容，并采用同步整流技術，得到四管Buck- Boost（Four-Switch Buck-Boost, FSBB）變換器。FSBB不僅能夠實現升降壓功能，且相較于傳統的非隔離型升降壓變換器而言，具有無源元件數量少、開關管電壓應力低、輸入電壓與輸出電壓極性相同等優點[10-11]。

針對FSBB的控制策略，文獻[12-13]研究了主功率管同步開關的單模式控制策略，其控制簡單、易實現，但電感電流的脈動較大，會增大功率器件的電流應力。文獻[14-15]研究了兩模式控制策略，當輸入電壓高于輸出電壓時，變換器工作于Buck模式，反之則工作于Boost模式。任意時刻僅有一個橋臂開關，開關損耗明顯降低；此外也能有效降低電感電流有效值，從而降低導通損耗。但當輸入電壓接近輸出電壓時，變換器易在兩種工作模式之間反復切換，影響系統的穩定運行。為此，文獻[16]提出三模式控制策略，在兩模式控制的基礎上加入滯環，當輸入電壓位于模式分界點附近，采用Buck-Boost模式。該控制策略能夠有效解決模式切換帶來的問題，且能夠在大部分輸入電壓范圍內實現變換器高效率運行，但其工作于中間的Buck-Boost模式時仍然存在電感電流平均值和脈動較大的問題。

為了進一步滿足高功率密度的要求，采用高頻新器件并提高變換器的工作頻率是必由之路。然而在傳統的控制策略下，負載較重時FSBB將工作在硬開關狀態，在高頻工作時開關損耗明顯增大，難以保證變換器的高效率[17]；此外，硬開關變換器在開關管動作時產生較大的開關噪聲易干擾電路的正常工作，這限制了變換器開關頻率的提升[18]。而當負載較輕時，FSBB雖然能夠實現軟開關，但電感電流的脈動過大，導致變換器導通損耗大。

文獻[19-21]針對同步整流的Boost變換器及雙向DC-DC變換器，采用改變開關頻率的方式使其工作在斷續導通模式（Discontinuous Conduction Mode, DCM），從而在不添加輔助元件的條件下自然實現軟開關，提升變換器工作效率。FSBB的控制自由度較多，包括兩主功率管各自的占空比、開關頻率、兩主功率管開通或者關斷時刻等，多個自由度為其優化控制提供了可能。可見，FSBB也可利用開關頻率這一自由度來實現變換器軟開關。

本文針對四管Buck-Boost的優化控制進行研究。首先，針對傳統的三模式控制中間模式電感電流較大的問題，提出改進型三模式控制策略；然后，在解決模式切換問題的基礎上，優化電感電流，減小導通損耗，提升變換器效率；最后，為進一步提升工作效率和功率密度，本文提出FSBB的變頻控制策略，使開關管在無額外輔助元器件的條件下自然實現軟開關，大幅減少開關損耗、抑制開關噪聲。

1 FSBB改進型三模式控制策略研究

1.1 不同工作狀態下電感電流對比

圖1所示為FSBB變換器的電路拓撲，其輸入電壓in與輸出電壓o的基本關系為

式中，12分別為Buck橋臂、Boost橋臂的主功率管Q1、Q4的占空比。

圖1 四管Buck-Boost變換器的拓撲結構

由FSBB拓撲可見，電感電流在每一時刻都會流經開關管和電感本身，因此電感電流的平均值和脈動將對變換器的導通損耗產生主要影響。FSBB的傳統三模式控制策略中，主要的工作模式為Buck、Boost、Buck-Boost。Buck模式下FSBB的Boost橋臂的主功率管Q4常關（2=0），Boost模式下FSBB的Buck橋臂的主功率管Q1常開（1=1）。傳統的Buck-Boost模式下，兩主開關管Q1和Q4同時開通和關斷（1=2=）。根據FSBB的各工作模式，對電感電流的脈動和平均值進行分析。

傳統的Buck-Boost模式下，電感電流i在Q1和Q4同時導通時上升，此時電感兩端的電壓為in，結合FSBB的輸入輸出關系，可知這段時間內i上升的值即為該模式下電感電流脈動值ΔI1，即

當Q3導通、Q4關斷時，即每個周期中(1-2)s的時間內，電感向負載傳遞能量，此時輸出電流o與電感電流i相等，故可得到電感電流的平均值為

當in＜o時，可以得到Boost模式下的電感電流脈動值ΔI_Boost為

在Boost模式下，在每個周期中(1-2)s的時間內，電感向負載傳遞能量，將1=1代入式（1），則可得Boost模式下電感電流的平均值Iav_Boost為

當in＞o時，可以得到Buck模式下電感電流脈動ΔI_Buck為

在Buck模式下，由于Q3是常通（2=0），因此FSBB電感電流平均值等于輸出電流平均值，即

為便于分析，以輸入80～160V，輸出125V/300W為例，分別以傳統Buck-Boost模式下輸入電壓為80V時的電流值為基準值，分別繪制Buck-Boost、Buck和Boost模式下電感電流的脈動值和平均值曲線如圖2和圖3所示。由圖可見，in與o越接近，Buck-Boost模式下電感電流的脈動值越高于其他兩個模式，且電感電流的平均值也較大。故在傳統三模式控制下，當輸入電壓in位于[o-Δ，o+Δ]區間內，即工作在傳統的Buck-Boost模式時，變換器的導通損耗較大。為提升變換器效率，需對傳統三模式控制進行優化。

圖2 各工作模式下電感電流脈動值曲線

圖3 各工作模式下電感電流平均值曲線

1.2 改進型三模式控制策略

對于FSBB的電路拓撲而言，當開關管Q1和Q3同時導通，能量由輸入經電感直接傳遞到輸出，稱之為直接功率傳遞通路。直接功率比重越大，變換器的效率越高[13]。因此，為獲得更大的直接功率比重，在FSBB工作時，希望1盡可能大，開關管Q1導通時間長；希望2盡可能小，開關管Q3導通時間長；并且希望Q1和Q3能夠盡可能同時導通。當FSBB工作于傳統的Buck-Boost模式下，1=2，不存在Q1和Q3同時導通的時間，即不存在直接功率傳遞。

為此，本文提出一種改進型三模式控制策略。用改進型Buck-Boost模式代替傳統Buck-Boost模式。令Buck單元的占空比1為小于1的固定值，通過調節Boost單元的占空比2進行輸出電壓的調節。則改進型Buck-Boost模式下，輸入輸出電壓關系為

由式（8）可知，當1?2≤時，FSBB能實現升壓功能；反之則能實現降壓功能。在改進型Buck-Boost模式中，根據占空比2與的關系可分為如下三種情況：

1）當in＞o時，2＜1-，此時，主要電壓電流波形如圖4所示。其中，PWM1、PWM4分別為開關管Q1和Q4的驅動信號；A、B分別為Buck橋臂和Boost橋臂中點電壓；為電感電流。在Q1和Q4同時關斷期間，電感兩端電壓為-o，此時電感電流下降，電感電流的下降值等于其脈動值。因此，其脈動值可以表示為

圖4 d2＜1-D時主要電壓電流波形

Fig.4 Waveforms when d2＜1-D

2）當in≤o時，則占空比2≥1-。其中當1-≤2＜時主要波形如圖5所示。

圖5 1-D≤d2＜D時主要電壓電流波形

在開關管Q1和Q4同時開通時，電感兩端電壓為in，此時電感電流上升，電感電流的上升值也即電感電流的脈動值為

3）對于in≤o時的2≥情況，主要波形如圖6所示。在開關管Q1開通時，電感兩端電壓為in，此時電感電流上升，其脈動值可以表示為

圖6 d2 ≥D時主要電壓電流波形

綜合以上三種情況并結合輸入輸出關系，可得改進型Buck-Boost模式電感電流的脈動值為

在改進型Buck-Boost模式下，當Q3導通、Q4關斷時，即每個周期的(1-2)s期間，電感向負載傳遞能量。結合式（8）即可得，在上述三種情況下電感電流平均值均為

同理，以傳統Buck-Boost模式下輸入電壓為80V時的電流值為基準值，分別繪制出全電壓范圍內，傳統Buck-Boost模式和改進型Buck-Boost模式下電感電流的平均值和脈動值曲線如圖7和圖8所示。由圖可見，相較于傳統Buck-Boost模式，改進Buck-Boost模式下FSBB電感電流脈動值和平均值大幅降低。

在FSBB的兩模式控制策略中，插入改進型Buck-Boost模式，即得到改進型三模式控制策略。改進型三模式下輸入和輸出電壓之間的關系為

圖7 電感電流脈動量標幺曲線

Fig.7 Scal-unit curves of the ripple of inductor current

圖8 電感電流標幺化均值曲線

相較于兩模式控制策略，該控制方式能夠解決在輸入輸出電壓接近時，變換器在Buck模式和Boost模式下頻繁切換影響系統穩定運行的問題。而相較于傳統的三模式控制策略，改進型三模式控制策略能夠降低中間模式下電感電流的脈動和平均值，提高升降壓模式下FSBB的工作效率。

2 FSBB變頻軟開關控制策略研究

如前所述，為了進一步實現變換器的高功率密度，采用新型開關器件并提高開關頻率是有效舉措。然而，隨著負載增加，FSBB將工作于硬開關狀態，限制了開關頻率及效率的提升。據此，本文提出FSBB變換器的變頻軟開關的控制策略。FSBB軟開關工作波形如圖9所示。其開關管切換的等效電路如圖10所示。

2.1 FSBB軟開關實現條件

假設在in＞o的情況下，結合圖9和圖10，說明FSBB的軟開關實現條件。

圖9 FSBB軟開關工作波形示意圖

圖10 開關管切換的等效電路

開關模態0[0,1)之前，對應圖10a：開關管Q1和Q4同時開通，電感兩端電壓為in，電感電流i線性上升。0時刻電感電流過0，之后i正向流動。

開關模態1 [1,2]，對應圖10b：1時刻，開關管Q4關斷，此時電感電流正向流動。在死區時間內i對結電容3完成放電，對結電容4完成充電。忽略電感電流變化，以圖示的電感電流值I1作為充放電電流，那么這段時間內，3和4上的電壓可以表示為

開關模態2[2,3]，對應圖10c：2時刻之前，3放電完全，使得體二極管VD3正向導通，將開關管Q3的漏源極電壓鉗位至0。2時刻Q3的驅動導通，此時Q3為零電壓開通（Zero Voltage Switching, ZVS）。然后Q1和Q3處于同時導通狀態，此時兩橋臂中點電壓分別為in和o，電感電壓為in-o，i線性增加。

開關模態3[3,4]，對應圖10d：3時刻，開關管Q3開通，此后正向流動。忽略電感電流變化，以圖示的電感電流值2作為充放電電流，在這段時間內，1和2上的電壓可以表示為

開關模態4[4,5]，對應圖10e：4時刻2放電完全，使得體二極管VD2正向導通，將電壓鉗位至0，此時Q2為零電壓開通。Q2和Q3同時導通，Buck單元中點電壓A為0，Boost單元中點電壓B為o，電感電壓為-o，線性減小。

開關模態5[5,6]，對應圖10f：5時刻，關斷開關管Q3，此時電感電流反向流動，i完成對結電容3充電的同時，完成對4放電。

開關模態6[6,7]，對應圖10g：6時刻4放電完全，使得體二極管VD4正向導通，此時Q4零電壓開通。開關管Q2和Q4同時開通時，電感經Q2、Q4形成回路，保持不變。

開關模態7[7,8]，對應圖10h：這段時間內，電感電流為負，同時向結電容1放電，向2充電。8時刻，1電壓為0，2電壓為in。

之后FSBB進行下一個開關周期的變換。in≤o的情況與上述分析類似，這里不再贅述。

基于以上分析可見，FSBB實現軟開關的條件為：在死區時間內，電感電流完成對結電容的充放電，使結電容兩端電壓降至零電壓。

因此，在關斷Q1、Q4時，希望電感電流i正向流動，結電容完成充放電且VD2和VD3自然導通后，開通Q2和Q3，由此Q2和Q3即能實現零電壓開通。在關斷Q2、Q3時，希望電感電流i反向流動，結電容完成充放電且VD1和VD4自然導通后，開通Q1和Q4，由此Q1和Q4即能實現零電壓開通。因此，FSBB要實現軟開關，需滿足

式中，dead為死區時間；Q1～Q4為開關管Q1～Q4開關時刻流經開關管的電流值，此時的電流即為電感電流瞬時值i。假設結電容1=2=3=4=oss。由此可得電感電流絕對值I的范圍為

式中，為FSBB四個開關管Q1～Q4實現ZVS所需的電感電流瞬時值的絕對值。

定頻控制不同負載下電感電流波形如圖11所示，開關管Q1、Q4實現軟開關需要電感電流為負。但在現有控制方式下，一方面電感電流平均值將隨著負載的增加而增大，min也會隨之增大為正，FSBB在負載較大時將無法實現軟開關；另一方面，當負載減小時，電感電流min1將會過小，此時Q1和Q4雖然能夠實現軟開關，但電感電流的脈動得不到控制，因此脈動仍然較大，導致變換器的導通損耗增加。

圖11 定頻控制不同負載下電感電流波形

2.2 FSBB變頻軟開關控制策略

為保證Q1、Q4開通之前電感電流為負，本文提出一種變頻控制策略。如圖12所示，當負載較重時，電感電流較大，變換器開關周期s1較大，開關頻率s1較低；當負載減輕時，電感電流降低，變換器開關周期s2較小，開關頻率s2較高。通過變頻控制使電感電流最小值過負且滿足式（23），就能保證FSBB在實現軟開關的同時減小開關損耗和導通損耗。下文將對該控制策略進行具體分析。

圖12 變頻控制不同負載下電感電流的波形

圖13為四管Buck-Boost變換器在Buck模式下的主要波形。

圖13 Buck模式下FSBB變換器的主要波形

在一個開關周期內Q1的導通時間為1s，此時Q1和Q3同時導通，電感兩端的電壓為in-o，電感電流上升。由此可得電感電流脈動和電壓的關系為

經過變換，得到頻率與電壓、脈動值的關系式為

將式（26）代入式（25）得到頻率的表達式為

同理，根據電感電流與輸入輸出電壓的關系，能夠得到Boost模式下開關頻率的表達式為

FSBB工作于改進型Buck-Boost模式時，in與o接近，此時1與1-2的比值接近于1。為了獲得更大的直接功率傳輸比，希望Q1和Q3同時導通時間盡可能長，因此希望1和1-2都盡可能接近于1，由此容易得到2＜1，即1為接近于1的固定值，且2＜（如圖4和圖5所示），不會出現2＞（如圖6所示）的應用情況。由圖4和圖5可見，此時電感電流始終保持三段式。

為了便于分析，圖14給出2＜1-情況下FSBB能夠實現ZVS的主要的波形。

圖14 d2＜1-D時FSBB變換器主要電壓電流波形

由圖14可得，在2s和(1-2)s時間段內，電感電流與輸入輸出電壓之間的關系為

當Q3導通時輸出電流與電感電流相等；當Q3關斷時輸出電流為0。因此輸出電流的平均值o與電感電流之間的關系為

結合式（29）～式（31），可得在改進型Buck-Boost模式下開關頻率和電感電流最小值的關系為

在改進型三模式控制下，可由輸入輸出電壓關系確定FSBB的工作模式。用兩主功率管的占空比控制輸出電壓。由式（27）、式（28）、式（32）可見，在各工作模式下均可采用開關頻率這一自由度來控制電感電流的最小值min，使min為能夠保證FSBB實現軟開關條件下的最小電感電流。在Buck模式和Boost模式，采用該控制策略所得的脈動量ΔI為實現軟開關的最小脈動值，因此變換器的開關損耗和導通損耗均能大幅減小。另外，在優化變頻范圍方面，改進型三模式控制也具有顯著優勢。

2.3 改進型三模式控制的變頻范圍研究

不同的工作模式采用變頻控制策略時，電感電流平均值和脈動不同，頻率的變化范圍差異也較大。

由圖2和圖3對比可見，單模式控制策略下，電感電流的平均值和脈動約為兩模式控制的2倍。因此，若在此基礎上采用變頻方式來實現軟開關，則電感電流的脈動將會進一步提升，從而進一步增大導通損耗，不利于變換器效率的提升。

兩模式控制下變換器主要工作于Buck模式和Boost模式，其開關頻率與電感電流的關系與式（27）、式（28）相同。

傳統的三模式控制下，輸入電壓與輸出電壓接近時，FSBB工作于傳統Buck-Boost模式。在Buck-Boost模式下，也可以得到電感電流最小值與開關頻率之間的關系為

為保證FSBB全電壓范圍內均能夠實現軟開關，則需要在整個電壓范圍內選擇電感電流最小值min最高點，設計四管Buck-Boost變換器的電感值，使得FSBB在該處的工作頻率為最低頻率時，min仍能保證實現軟開關。

為優化頻率變化范圍，并且保證FSBB在全電壓范圍內實現軟開關，選擇輸入電壓in為110V時的頻率為最低頻率來設計電感。采用相同設計規則，以in為110V時的開關頻率為基準值進行標幺化，以輸入電壓in和輸出電壓o為自變量，分別繪制兩模式、傳統三模式和改進型三模式的頻率變換范圍的三維圖，如圖15所示。為便于理解與分析，圖16亦同時給出了300W滿載時，以in為自變量的開關頻率標幺值曲線。由圖15可見，以上三種控制策略下，隨著負載減小，開關頻率均相應提升，但頻率變化趨勢基本一致；而由圖15及圖16可見，隨著輸入電壓的變化，以上三種控制策略僅中間模式的變頻變化范圍差異較大，詳細分析如下：

圖15 不同控制策略下fs*與Vin、Po的關系曲線

圖16 不同控制策略下滿載時fs*曲線

（1）兩模式控制下，在圖15所示的電壓和負載區間內，FSBB開關頻率最大值為基準頻率的2.17倍，最小值為0。這是因為在兩模式控制下，輸入電壓與輸出電壓越接近，電感電流的脈動則越接近于0，通過改變開關頻率來保證電感電流最小值過負，則必然會存在開關頻率趨于零的一段工作區間。

（2）傳統的三模式控制下，最低開關頻率為基準頻率，中間的傳統Buck-Boost模式本質上是增大了電感電流的脈動，不會出現開關頻率為0的工作狀態。但由于此段工作區間內電感電流最小值min過低，因此需要更大程度提高開關頻率來提升min，使之維持在恰好能夠保證FSBB實現軟開關的值附近。故其開關頻率在滿載時將超過3倍基準頻率，而在90 W輕載時，開關頻率約為基準頻率的6倍。可見，該控制策略頻率變化范圍過大。

（3）改進型三模式控制下，FSBB在圖15所示的電壓和負載范圍內，開關頻率標幺值變化范圍為1(pu)～2.17(pu)。相較于兩模式控制，中間采用改進型Buck-Boost模式，在一定程度上提升了電感電流脈動，來保證開關頻率不低于所設定的最低頻率，解決了輸入電壓與輸出電壓接近時頻率過低的問題。而相較于傳統的三模式控制策略，改進型的Buck-Boost模式下電感電流的脈動大幅降低，因此電感電流最小值min不會遠小于零，無需過高的開關頻率來提升電感電流的最小值。

綜上可見，兩模式控制下，在in為125V時開關頻率為0；而傳統的三模式控制下，開關頻率的變化范圍過大，兩種控制策略均不利于磁性元件設計。本文在改進型三模式的基礎上采用變頻控制策略來實現軟開關，能夠大幅縮小開關頻率變化范圍，更利于開關器件的選型以及變換器磁性元件的設計。同時，相較于傳統三模式控制，改進型三模式能夠在較低的電感電流脈動之下，解決模式切換的問題，在保證FSBB穩定工作的同時，提升變換器的工作效率和功率密度。

2.4 變頻控制策略的實現

對于所提FSBB的改進型三模式變頻軟開關控制策略，本文首先通過采樣輸入電壓in，并根據輸入輸出電壓關系來確定FSBB的工作模式及占空比；然后通過采樣負載電流o，來反映電感電流值；最后根據開關頻率的表達式，再結合選定最小電感電流min，計算出所需的開關頻率，并進行調頻控制。本文采用數字控制結合查表法實現前文所提控制策略，改進型三模式變頻軟開關控制流程如圖17所示，具體步驟如下：

（1）DSP上電，初始化控制程序，執行主程序。當FSBB啟動時，由于輸出電壓和輸入電壓均為0，此時DSP將輸出初始工作頻率和占空比。

（2）使用ePWM模塊輸出觸發ADC采樣模塊，采樣頻率與PWM頻率相同，判斷輸入電壓、輸出電壓、輸出電流的采樣值大小。若出現過電壓或過電流情況，則禁止ePWM模塊輸出，結束程序進程；若未出現過電壓或過電流，則進入下一步。

（3）根據輸入電壓in的采樣值判斷其工作模式，確定FSBB的工作模式后，進入所確定工作模式的表段。

（4）根據輸入電壓和輸出電流查二維表，確定工作頻率s、占空比1和2。

（5）啟動ePWM模塊，輸出當前狀態所對應的PWM信號。

（6）結合當前標志位Flag，選擇觸發下一周期的采樣或結束程序。

圖17 改進型三模式變頻軟開關控制流程

3 實驗驗證

為驗證所提改進型三模式下的變頻軟開關控制策略，在實驗室搭建一臺輸入電壓80～160V、輸出電壓125V、滿載功率為300W的原理樣機，并采用新型GaN器件實現高頻化和高功率密度。樣機主要參數見表1，原理樣機圖片如圖18所示。

圖18 原理樣機圖片

表1 樣機主要參數

Tab.1 The main parameters of the prototype

圖20 不同輸入電壓下輕載ZVS實驗波形

圖21 不同負載下動態實驗波形

由圖21可見，在不同負載條件下，當輸入電壓in由80V跳變到160V，再由160V跳變到80V，輸出電壓和電感電流的波動很小，且均能快速恢復穩態，說明所提控制策略具有較好的動態響應能力。

4 效率對比及損耗分析

4.1 效率曲線及分析

圖22所示為在負載300W和90W時，分別采用傳統三模式控制、改進型三模式定頻控制、改進型三模式變頻軟開關控制所測得的效率曲線。

圖22 效率曲線

由于輸入電壓寬范圍變化時FSBB工作的模式不同，因此變換器的工作效率也會在較寬的范圍內變化。以上三種控制策略下，相較于Buck模式和Boost模式而言，中間模式的電感電流脈動均有所增加，且四個開關管均進行開關動作，因此在模式分界點處存在效率突變。

傳統三模式和改進型三模式定頻控制下，FSBB工作于硬開關狀態，開關損耗極大，因此工作效率較低；且硬開關導致器件溫度升高，從而增大了晶體管的導通電阻，導通損耗也急劇上升。在輸入電壓in為139 ～ 160V范圍內時，改進型三模式定頻控制優化了電感電流脈動，故工作效率高于傳統三模式。

當采用改進型三模式變頻控制策略時，FSBB的電感電流脈動即為能夠保證實現軟開關條件下電感電流脈動最小，因此其導通損耗小；且由于開關管實現了零電壓開通，因此其開關損耗大幅降低，變換器工作效率大幅提升。

綜合以上分析結合效率曲線可見，在傳統三模式控制下，FSBB整體工作效率較低，為81.1%～ 92.1%；中間模式下工作效率僅為81.1%～84.5%。在改進型三模式定頻控制下，FSBB整體工作效率為88.9% ～ 92.3%；中間模式工作效率為89.6%～90.2%，改進型Buck-Boost模式對電感電流脈動的優化使得中間模式工作效率提升約6%。采用改進型三模式變頻控制時，FSBB的工作效率為93%～96.9%；相較于改進型三模式定頻控制，FSBB實現軟開關后工作效率進一步提升了約4%。

為更直觀地說明本文所提改進型三模式變頻控制策略對變換器工作效率的提升，圖23分別給出了FSBB在三種控制策略下滿載工作時的熱分布圖。可見，采用傳統控制策略時，由于FSBB工作于硬開關狀態，且導通損耗較大，故其最高工作溫度達到102.3℃；而采用改進型三模式定頻控制策略時，雖然FSBB仍工作于硬開關狀態，但中間模式導通損耗大幅降低，故其最高溫度為82.7℃；在改進型三模式基礎上采用變頻控制策略，由于此時FSBB實現軟開關，開通損耗和導通損耗顯著降低，故其最高溫度大幅下降，僅為35.7℃。

4.2 損耗分析

對于FSBB，根據改進型三模式定頻控制和改進型三模式變頻軟開關控制下的電感電流、各工作點的開關頻率、溫度等參數，結合晶體管的特性，得到滿載300W時FSBB的損耗分布情況，如圖24所示。

圖24 FSBB滿載損耗分布對比圖

由圖24可見，采用變頻軟開關控制策略后，保證主功率管均能實現零電壓開通，因此理論上開通損耗on=0。器件上的損耗通常以熱的形式耗散，由于采用變頻控制實現軟開關，晶體管的溫度大幅降低，其導通電阻ds(on)大幅降低，因此導通損耗con明顯下降。在滿載工作時，采用變頻控制的開關頻率將低于500kHz，因此關斷損耗off也略小于定頻控制狀態下的值。電感上的損耗P由磁心上的鐵損和繞組上的銅損組成，在不同開關頻率下電感磁心損耗密度不同，因此在滿載工作時，采用變頻控制策略電感上總損耗也較小。

傳統的三模式控制策略下，僅中間模式與改進型三模式定頻控制不同，其電感電流脈動進一步增大，因此其在in為125V時的損耗將進一步增大，而在in為80V和160V時的損耗均與定頻相同，這里不再重復給出。

5 結論

針對FSBB變換器，本文提出一種改進的三模式控制策略。相較于傳統的三模式控制而言，在中間模式下，固定Buck單元的占空比，通過調節Boost單元占空比實現電壓的升降壓變換。該控制策略下，FSBB能夠解決模式切換對系統穩定性的影響，并且能夠減小中間模式下電感電流的平均值和脈動，降低導通損耗。

為了進一步提高效率和功率密度，本文提出一種變頻軟開關控制策略。選擇電感電流最小值為開關管在死區時間內剛好完成結電容充放電所需的最小電感電流值。推導電感電流最小值與變換器開關頻率之間的關系，通過改變開關頻率，能夠實現對電感電流最小值的控制，使變換器在不同負載條件下均能實現軟開關。并對比了幾種控制策略下開關頻率的變化范圍，闡明了改進型三模式下變頻軟開關的優越性。最后，通過實驗驗證、效率對比和損耗分析，證明了所提控制策略有利于FSBB提升工作效率和功率密度。

[1] 劉俊峰, 胡仁俊, 曾君. 一種非隔離交錯工作的高降壓比DC-DC功率變換器[J]. 電工技術學報, 2018, 33(20): 4763-4770.

Liu Junfeng, Hu Renjun, Zeng Jun. A non-isolated interleaved step-down DC-DC converter with high ratio[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2018, 33(20): 4763-4770.

[2] 張雪垠, 徐永海, 肖湘寧. 適用于中高壓配電網的高功率密度諧振型級聯H橋固態變壓器[J]. 電工技術學報, 2018, 33(2): 310-321.

Zhang Xueyin, Xu Yonghai, Xiao Xiangning. A high power density resonance cascaded H-bridge solid-state transformer for medium and high voltage distribution network[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2018, 33(2): 310-321.

[3] 馮興田, 邵康, 崔曉, 等. 基于多模態切換的寬電壓增益LLC諧振變換器控制策略[J]. 電工技術學報, 2020, 35(20): 4350-4360.

Feng Xingtian, Shao Kang, Cui Xiao, et al. Control strategy of wide voltage gain LLC resonant converter based on multi-mode switching[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(20): 4350-4360.

[4] 康小錄, 杭觀榮, 朱智春. 霍爾電推進技術的發展與應用[J]. 火箭推進, 2017, 43(1): 8-17, 37.

Kang Xiaolu, Hang Guanrong, Zhu Zhicun. Developmentand application of hall electric propulsion technology[J]. Journal of Rocket Propulsion, 2017, 43(1): 8-17, 37.

[5] 王建岡, 阮新波, 陳軍艷. 航空用大功率模塊電源的設計及關鍵技術應用研究[J]. 電工技術學報, 2005, 20(12): 95-100.

Wang Jiangang, Ruan Xinbo, Chen Junyan. Develo-pment of high power aviation modular power supply and research on key application technologies[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2005, 20(12): 95-100.

[6] 任小永, 唐釗, 阮新波, 等. 一種新穎的四開關Buck-Boost變換器[J]. 中國電機工程學報, 2008, 28(21): 15-19.

Ren Xiaoyong, Tang Zhao, Ruan Xinbo, et al. A novel four switch Buck-Boost converter[J]. Proceedings of the CSEE, 2008, 28(21):15-19.

[7] Cuk S M. Molding, analysis, and design of switching converters[D]. California: California Institute of Technology, 1977.

[8] Erickson R W, Maksimovic D. Fundamentals of power electronics[M]. Mew York: Kluwer Academic publishers, 2001.

[9] Chen J, Maksimovic D, Erickson R W. Buck-Boost PWM converters having two independently controlled switches[C]//2001 IEEE 32nd Annual Power Electronics Specialists Conference,Vancouver, BC, Canada, 2001: 736-741.

[10] 朱繼承, 蔡麗娟. 幾種新型的Buck-Boost變換器的合成[J]. 通信電源技術, 2008, 25(2): 37-40.

Zhu Jicheng, Cai Lijuan. Synthesis of several novel Buck-Boost converters[J]. Telecom Power Technology, 2008, 25(2): 37-40.

[11] 姚川, 阮新波, 王學華. 寬輸入電壓范圍下隔離型全橋Boost變換器的高效率控制[J]. 電工技術學報, 2012, 27(2): 1-9.

Yao Chuan, Ruan Xinbo, Wang Xuehua. High efficiency control strategy for isolated full-bridge-Boost converter suitable for wide input voltage range[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2012, 27(2): 1-9.

[12] Sahu B, Rincon-Mora G A. A low voltage, dynamic, noninverting synchronous Buck-Boost converter for portable application[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2004, 19(2): 443-452.

[13] Angkititrakul S, Hu H, Liang Z. Active inductor current balancing for interleaving multi-phase Buck-Boost converter[C]//2009 Twenty-Fourth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition, Washington DC, USA, 2009: 527-532.

[14] Andersen G K, Blaabjerg F. Utilizing the free running current programed control as a power factor correction technique for the two switch Buck-Boost converter[C]//IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition(APEC), Anaheim, CA, USA, 2004: 1213-1219.

[15] Yao Chuan, Ruan Xinbo, Cao Weijie, et al. A two-mode control input voltage feed-forward for two-switch Buck-Boost DC-DC converter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2014, 29(4): 2037-2048.

[16] Chen Chengwei, Chen Kunhung, Chen Yaowming. Modeling and controller design for a four-switch Buck-Boost converter in distributed maximum power point tracking PV system applications[C]//IEEE Energy Conversion Congress and Exposition(ECCE), 2012: 1663-1668.

[17] 韋莉, 劉帥, 尤偉玉, 等. 一種新型非諧振型軟開關交錯并聯Boost電路[J]. 電工技術學報, 2017, 32(3): 172-183.

Wei Li, Liu Shuai, You Weiyu, et al. A novel interleaved Boost converter with non-resonant soft-switching[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2017, 32(3): 172-183.

[18] 陳桂鵬, 陳鑾, 陶勇, 等. 基于耦合電感的零電壓開關同步Buck變換器[J]. 電工技術學報, 2016, 31(1): 102-109.

Chen Guipeng, Chen Luan, Tao Yong, et al. Zero-voltage-switching synchronous Buck converter with coupled inductor[J]. Transactions of China Electrote-chnical Society, 2016, 31(1): 102-109.

[19] Rogina M R, Rodriguez A, Vazquez A, et al. Improving the efficiency of SiC-based synchronous boost converter under variable switching frequency TCM and different input/output voltage ratios[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2019, 55(6): 7757-7764.

[20] Baek J B, Choi W I, Cho B H. Digital adaptive frequency modulation for bidirectional DC-DC converter[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2013, 60(11): 5167-5176.

[21] Konjedic T, Korosec L, Truntic M, et al. DCM-based zero-voltage switching control of a bidirectional DC-DC converter with variable switching frequency[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2015, 31(4): 3273-3288.

An Improved Three-Mode Variable Frequency Control Strategy Based on Four-Switch Buck-Boost Converter

Fang Tianzhi1Wang Yuan1Zhang Huili1Zhang Yu1Sheng Shuheng1Lan Jianyu2

（1. College of Automation Engineering Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing 211106 China 2. State Key Laboratory of Space Power-Sources Technology Shanghai Institute of Space Power-Sources Shanghai 200240 China）

The four-switch Buck-Boost converter has the advantages of fewer passive components, low voltage stress of switches, the same polarity of input voltage and output voltage, and more freedom of control. And it is very suitable for pre-regulators with wide input voltage. In this paper, an improved three-mode control strategy is proposed to optimize the intermediate mode of the traditional three-mode control, which can reduce the conduction loss and improve the efficiency of FSBB. To further increase power density and reduce the switching loss and electromagnetic interference caused by high-frequency hard switching, this paper proposes a variable frequency control strategy to achieve soft switching in the full voltage range. Analysis shows that the improved three-mode control can optimize the frequency conversion range, so it has a good fit with the variable frequency soft switching control. A prototype with input 80～160V and output 125V/300W was developed in the laboratory to verify the correctness of the proposed control strategy. Through efficiency comparison and loss analysis, it is proved that the proposed control strategy is beneficial to FSBB to achieve high efficiency and high power density.

Four-switch Buck-Boost, improved three-mode control, variable frequency control, soft switching, inductive current

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.201549

TM 46

2020年度空間電源技術國家重點實驗室源創基金和南京航空航天大學研究生創新基地（實驗室）開放基金（kfjj20190310）資助項目。

2020-11-23

2020-12-28

方天治 男，1977年生，博士，副教授，研究方向為串并聯組合逆變器、并網逆變器、電力電子系統集成。E-mail：fangtianzhi@126.com（通信作者）

王 愿 女，1996年生，碩士研究生，研究方向為高頻變換器及其軟開關技術、電力電子系統集成。E-mail：yuan_wang158@126.com

（編輯 郭麗軍）