一種應(yīng)用于MEMS頻率基準(zhǔn)的CMOS溫度傳感器*

廖 轟馬世月鄭慧臻王科平

(天津大學(xué)微電子學(xué)院，天津 300072)

MEMS諧振器具有高諧振頻率、小體積、高功率容量和易集成化等優(yōu)點(diǎn)[1]，同時(shí)可在硅基上直接加工，與當(dāng)前主流的硅基CMOS集成電路工藝兼容[2，3]，逐漸成為業(yè)界和學(xué)術(shù)界的研究熱點(diǎn)。但是MEMS諧振器的諧振頻率通常對(duì)溫度十分敏感，在-40℃～85℃的民用電子產(chǎn)品溫度區(qū)間內(nèi)存在較大頻率偏移，物理溫度補(bǔ)償后任大于±50×10-6/℃[1]，不能滿足BLE、WiFi等無(wú)線通訊技術(shù)的要求。因此需要對(duì)其進(jìn)行精度更高的電路級(jí)溫度補(bǔ)償[1，4]。補(bǔ)償原理如圖1所示，首先使用溫度傳感器實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)MEMS振蕩器周圍環(huán)境溫度，并將其轉(zhuǎn)化為數(shù)字信號(hào)傳遞給數(shù)字補(bǔ)償電路，數(shù)字補(bǔ)償電路產(chǎn)生的補(bǔ)償信號(hào)作用于振蕩器主電路，從而穩(wěn)定MEMS振蕩器輸出信號(hào)頻率。這也要求溫度傳感器具有高分辨率(<0.01℃)和高精度(<±0.5℃)。

圖1 MEMS振蕩器溫度補(bǔ)償原理框圖

目前，國(guó)內(nèi)外已經(jīng)對(duì)CMOS溫度傳感器進(jìn)行了廣泛研究。在CMOS工藝中，特性與溫度相關(guān)且可以用作溫度傳感器測(cè)溫前端的元器件有雙極性晶體管(Bipolar Junction Transistors，BJTs)[5-7]，MOS晶體管[8-10]，電阻[11-14]等。基于BJTs的溫度傳感器是研究和應(yīng)用最為廣泛的一類，工作原理是利用其基極與射極電壓差ΔV be與絕對(duì)溫度成正比的特性，繼而轉(zhuǎn)化得到溫度。但是BJTs存在無(wú)法關(guān)斷的問(wèn)題，靜態(tài)電流較大，整體功耗偏高[10]。基于MOS管的溫度傳感器的工作原理是根據(jù)其漏極電流I D與溫度的關(guān)系，實(shí)現(xiàn)較小的功耗[8]，但由于其分辨率和精度偏低不適用于振蕩器的溫度補(bǔ)償。基于CMOS電阻的溫度傳感器能同時(shí)滿足低功耗和高分辨率的需求[11-14]，成為近年來(lái)新的研究熱點(diǎn)。

本文設(shè)計(jì)了一種基于CMOS電阻的溫度傳感器。該溫度傳感器通過(guò)選擇具有較大溫度系數(shù)的測(cè)溫電阻和設(shè)計(jì)低噪聲讀出電路兩種方式提高測(cè)溫分辨率。該傳感器的模擬測(cè)溫前端是由硅化Poly電阻和MIM(Metal-Insulator-Metal)電容組成的文式電橋帶通濾波器。使用頻率為帶通濾波器截止頻率的互補(bǔ)方波驅(qū)動(dòng)文式電橋，當(dāng)環(huán)境溫度發(fā)生變化時(shí)，其輸出電流會(huì)產(chǎn)生與溫度相關(guān)的相移。由于CMOS工藝中的MIM電容相對(duì)穩(wěn)定，該相移主要由電阻決定。最后使用相位域delta-sigma調(diào)制器數(shù)字化該相移，其輸出比特流平均值表示溫度。

1 文式電橋

1.1 CMOS電阻特性

CMOS工藝中有多種類型電阻可以選擇，包括:金屬電阻、擴(kuò)散電阻、多晶硅(Poly)電阻和硅化(Silicided)電阻。不同電阻屬性相差很大，以上幾類電阻的相對(duì)特性總結(jié)如表1所示。

表1 CMOS電阻屬性總結(jié)

其中溫度系數(shù)決定了傳感器的分辨率，線性度和噪聲影響傳感器的精度，方塊電阻決定了占用的芯片面積。因此根據(jù)仿真結(jié)果和表1中的各類電阻屬性總結(jié)，為了實(shí)現(xiàn)高分辨率、高精度和小面積的設(shè)計(jì)目標(biāo)，選擇了溫度系數(shù)大，線性度優(yōu)良和方塊電阻較大的硅化電阻作感溫元件。

1.2 文式電橋結(jié)構(gòu)與測(cè)溫原理

1.2.1 文式電橋結(jié)構(gòu)

溫度傳感器中，除了用作測(cè)溫的電阻元件，還需要穩(wěn)定的、溫度系數(shù)接近零的參考基準(zhǔn)，但根據(jù)表1可知，在CMOS工藝中不存在滿足條件的電阻。因此本設(shè)計(jì)使用溫度系數(shù)較大的測(cè)溫電阻和穩(wěn)定的MIM電容組成文式電橋，利用常溫下其輸出信號(hào)的相位作基準(zhǔn)，避免了片外添加基準(zhǔn)。

單端結(jié)構(gòu)的文式電橋模擬測(cè)溫前端如圖2(a)所示，其中包含常溫下阻值為63.5 kΩ的溫控電阻R，和容值為5 pF的MIM電容C。該二階帶通濾波器的傳遞函數(shù)和相頻特性分別為:

圖2(b)展示了幅值為1 V的信號(hào)驅(qū)動(dòng)文式電橋時(shí)的輸出電壓波特圖。輸出電壓幅值最大為1/3 V，此時(shí)相位與驅(qū)動(dòng)信號(hào)相同，所對(duì)應(yīng)的頻率為帶通濾波器截止頻率點(diǎn)f0＝1/2(2πR C)約為500 kHz。

圖2 單端文式電橋和文式電橋?yàn)V波器波特圖

1.2.2 測(cè)溫原理

環(huán)境溫度發(fā)生變化時(shí)，測(cè)溫電阻的阻值發(fā)生改變，MIM電容溫度系數(shù)較低十分穩(wěn)定，不同溫度下的相位曲線如圖3(a)所示。當(dāng)驅(qū)動(dòng)信號(hào)的頻率固定為常溫下帶通濾波器截止頻率點(diǎn)時(shí)，文式電橋的輸出產(chǎn)生與溫度相關(guān)的相移。如圖3(b)所示，在-40℃～85℃內(nèi)，可產(chǎn)生-5.5°～8.4°的相移。因此可以通過(guò)量化該相移來(lái)確定溫度。

圖3 不同溫度下相位曲線和溫度相移曲線

2 相位域讀出電路設(shè)計(jì)

2.1 相移提取原理

本設(shè)計(jì)使用文式電橋電流輸出模式，將輸入電壓轉(zhuǎn)化為輸出電流，便于積分器積分。溫度傳感器的相移提取原理如圖4所示。其中文式電橋帶通濾波器用作模擬測(cè)溫前端，包含兩個(gè)測(cè)溫電阻R(T)和兩個(gè)溫度穩(wěn)定的MIM電容C，同時(shí)還需要使用斬波器解調(diào)信號(hào)。斬波器的驅(qū)動(dòng)信號(hào)為一組互補(bǔ)時(shí)鐘，任意時(shí)刻都導(dǎo)通，因此其阻抗遠(yuǎn)小于R(T)，故不影響文式電橋輸出電流IWB-out的相位。

圖4 相位提取原理示意圖

為了簡(jiǎn)化原理示意圖，圖4中的三角函數(shù)僅表示此處信號(hào)的頻率與相位，不包含幅值信息，下面詳述其原理。

設(shè)頻率為f0，幅值為A，初始相位為0的輸入信號(hào)為:

文式電橋的輸出電流為:

其中TFWB為文式電橋輸入電壓轉(zhuǎn)化為輸出電流的傳遞函數(shù)，設(shè)調(diào)制信號(hào)為:

經(jīng)過(guò)斬波器調(diào)制后的輸出電流高頻諧波分量可以使用低通濾波器濾除，剩余的直流部分為:

由式(6)可知，由于輸入信號(hào)幅值A(chǔ)、解調(diào)信號(hào)幅值B、傳遞函數(shù)TFWB和解調(diào)信號(hào)相位φd均已知，經(jīng)過(guò)量化斬波調(diào)制后的直流分量idc，繼而可以轉(zhuǎn)化為與溫度相關(guān)的相移φWB。

由于單端結(jié)構(gòu)的文式電橋不具有對(duì)稱性，在芯片版圖設(shè)計(jì)時(shí)電阻容易產(chǎn)生失配，制造過(guò)程中工藝偏差較大，故實(shí)際電路中采用差分對(duì)稱結(jié)構(gòu)，通過(guò)減小元器件之間的失配提高精度。

2.2 相移讀出系統(tǒng)設(shè)計(jì)

由于待測(cè)信號(hào)為溫度，具有低頻變化慢的特點(diǎn)，同時(shí)MEMS溫度補(bǔ)償又需要較高精度，因此選用連續(xù)時(shí)間delta-sigma調(diào)制器作讀出電路。所設(shè)計(jì)傳感器的讀出電路系統(tǒng)如圖5所示，其中包含由斬波放大器(OTA)和電容Cint組成的積分器，比較器(COMP)以及輸出比特流(Bit-Stream)控制的兩路選擇器(MUX)，其中差分對(duì)稱結(jié)構(gòu)的文式電橋測(cè)溫前端未畫出。

為了簡(jiǎn)化結(jié)構(gòu)，文式電橋的驅(qū)動(dòng)信號(hào)使用頻率為500 kHz的互補(bǔ)方波替代正弦波，設(shè)正驅(qū)動(dòng)信號(hào)的相位φdrive+＝0°，其他信號(hào)均以此為基準(zhǔn)。圖5中，設(shè)輸出比特流為高電平時(shí)，MUX選擇解調(diào)信號(hào)相位φd0，高電平時(shí)間與總時(shí)間之比為η。由式(6)可知解調(diào)后的直流電流idc，當(dāng)積分電容Cint上電荷動(dòng)態(tài)平衡時(shí)有:

為保證在不同解調(diào)信號(hào)下，IWB-out解調(diào)之后的直流分量idc存在正向和反向，即cos(φWB-φd0)和cos(φWB-φd1)有正有負(fù)，并且-10°<φWB<10°，所以選擇解調(diào)信號(hào)相位φd0和φd1分別為70°和110°，且頻率均為500kHz。設(shè)計(jì)解調(diào)信號(hào)的相位差為40°，大于仿真結(jié)果20°相移是為了應(yīng)對(duì)CMOS工藝偏差引起的阻值偏差。最后比較器相位φtrig為90°，頻率也為500 kHz。

根據(jù)圖5的系統(tǒng)框圖可知，相位域delta-sigma調(diào)制器首先通過(guò)斬波技術(shù)將文式電橋輸出電流解調(diào)到直流，并使用積分器對(duì)該直流進(jìn)行積分，從而改變積分器輸出電壓，再通過(guò)比較器比較積分器的差分輸出得到比特流，最終實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)動(dòng)態(tài)平衡。其中解調(diào)信號(hào)相位φd0和φd1由比特流決定，環(huán)境溫度用輸出比特流均值η表示。

圖5 連續(xù)時(shí)間相位域Sigma-Delta調(diào)制系統(tǒng)框圖

2.3 電路設(shè)計(jì)

實(shí)際上有源積分器的輸入阻抗會(huì)使文式電橋輸出電流IWB-out產(chǎn)生相移誤差。如圖6所示，文式電橋后添加有源積分器的輸入阻抗，其值約為1/g m，其中g(shù) m為OTA驅(qū)動(dòng)級(jí)晶體管的跨導(dǎo)。例如當(dāng)運(yùn)放驅(qū)動(dòng)級(jí)MOS管的跨導(dǎo)g m為1 ms時(shí)，轉(zhuǎn)化成溫度誤差約為0.3℃[11]。

圖6 文式電橋后加上有源積分器輸入阻抗

同時(shí)為了避免積分電流飽和，引起積分輸出失真導(dǎo)致額外的誤差，OTA的輸出電流差分峰峰值應(yīng)該大于文式電橋輸出電流最大值｜IWB-out｜max約為8μA。同時(shí)，為了保證積分器精度，OTA的低頻增益應(yīng)該大于80 dB。不過(guò)由于文式電橋輸出電流信號(hào)IWB-out經(jīng)過(guò)斬波調(diào)制后，所需的相移信號(hào)轉(zhuǎn)化為直流幅值信號(hào)，因此OTA對(duì)帶寬的要求不高。

為滿足上述需求，OTA選擇了輸入電壓擺幅較大的折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)，其原理圖如圖7所示，偏置電路和共模反饋電路未畫出。晶體管M1，2，9，10的靜態(tài)工作電流均為10μA，低頻增益大于82 dB，3dB帶寬約為40 kHz，均滿足設(shè)計(jì)要求。

圖7 斬波運(yùn)算放大器(OTA)原理圖

同時(shí)為了抑制低頻1/f噪聲和失調(diào)(offset)電壓，OTA還使用斬波穩(wěn)定技術(shù)將低頻噪聲和失調(diào)搬移到斬波頻率附近[15]。如圖8所示，OTA中1/f噪聲的轉(zhuǎn)角頻率約為10 Hz。選擇頻率為500 kHz的斬波驅(qū)動(dòng)信號(hào)，在1 Hz處，斬波器未開(kāi)啟時(shí)，OTA的輸入?yún)⒖荚肼暭s為2.42μV/Hz，斬波開(kāi)啟后降至20.9 nV/Hz，小于未斬波的1%，滿足系統(tǒng)的低噪聲要求。

圖8 斬波前后輸入?yún)⒖荚肼晫?duì)比圖

同時(shí)為了減小由斬波開(kāi)關(guān)的電荷注入、時(shí)鐘饋通等效應(yīng)引起的誤差，斬波器中使用傳輸門代替?zhèn)鹘y(tǒng)單MOS管開(kāi)關(guān)。

2.4 版圖布局

所提出溫度傳感器使用標(biāo)準(zhǔn)0.18μm CMOS工藝設(shè)計(jì)，其整體版圖如圖9所示。為了測(cè)試方便，抽取濾波器設(shè)置在片外。為了減小失配產(chǎn)生的測(cè)溫誤差，版圖中主信號(hào)通路采用全對(duì)稱設(shè)計(jì)。同時(shí)由于硅化P-Poly型電阻和硅化N-Poly電阻均滿足模擬前端測(cè)溫需求，因此每塊芯片上包含兩個(gè)獨(dú)立工作的溫度傳感器共占用面積870μm×610μm，每塊芯片正常工作時(shí)，在1.8 V電源電壓下消耗150μA電流，其中文式電橋驅(qū)動(dòng)信號(hào)占10μA。

圖9 溫度傳感器版圖

3 仿真結(jié)果

3.1 分辨率

文式電橋輸出直流分量存在與溫度相關(guān)的相移，該相移的大小主要由測(cè)溫電阻的溫度系數(shù)決定，在固定溫度范圍內(nèi)的相移越大，則傳感器分辨率越高。同時(shí)驅(qū)動(dòng)文式電橋模擬前端的互補(bǔ)方波信號(hào)的隨機(jī)抖動(dòng)會(huì)轉(zhuǎn)化為輸出隨機(jī)相位噪聲從而降低分辨率，因此需要使用純凈的方波信號(hào)避免惡化性能。

圖10是常溫(27℃)下相位域delta-sigma調(diào)制器輸出比特流的功率譜密度圖。頻譜的噪底主要由文式電橋中Poly電阻的熱噪聲組成。在頻譜中可見(jiàn)，1/f噪聲和直流失調(diào)(offset)等低頻非理想因素被斬波調(diào)制到帶寬外的高頻，根據(jù)圖10中的仿真結(jié)果，當(dāng)轉(zhuǎn)化周期為1 ms時(shí)，分辨率為0.001℃。

圖10 比特流功率譜密度

3.2 非線性和校準(zhǔn)

文氏電橋溫度傳感器的誤差主要由三部分組成:①CMOS工藝中，硅化P-Poly電阻的阻值和溫度系數(shù)存在工藝偏差，受制造工藝影響較大；②模擬測(cè)溫前端本身的傳遞函數(shù)導(dǎo)致的環(huán)境溫度與輸出相移之間的非線性；③相位域Sigma-Delta調(diào)制器傳遞函數(shù)的非線性。其中，電阻阻值隨工藝偏差產(chǎn)生的偏移影響Wien-Bridge帶通濾波器的截止頻率，可以通過(guò)設(shè)置調(diào)整驅(qū)動(dòng)信號(hào)頻率減小影響；由電阻溫度系數(shù)非線性引起的誤差可以通過(guò)MATLAB多項(xiàng)式擬合減小；傳感器固有非線性可以通過(guò)片外校準(zhǔn)消除。

圖11是轉(zhuǎn)換時(shí)間為1ms時(shí)，溫度與輸出比特流的平均占空比特性曲線，可看出該曲線具有較好線性度。使用固定的二階多項(xiàng)式移除系統(tǒng)非線性，轉(zhuǎn)化后的溫度誤差如圖12所示。在-40℃～85℃的溫度范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)了小于±0.5℃的誤差。

圖11 文式電橋輸出比特流平均占空比曲線

圖12 二階多項(xiàng)式擬合后的溫度誤差

使用Wien-Bridge模擬測(cè)溫前端與近年來(lái)其他CMOS電阻溫度傳感器的性能對(duì)比如表2所示。本文所設(shè)計(jì)的溫度傳感器在-40℃～85℃的較寬溫度范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)了0.001℃的分辨率，在二階多項(xiàng)式擬合后實(shí)現(xiàn)了±0.5℃的精度，以上指標(biāo)均能滿足設(shè)計(jì)需求。

表2 基于CMOS電阻的溫度傳感器性能對(duì)照表

4 結(jié)論

本文使用標(biāo)準(zhǔn)0.18μm CMOS工藝設(shè)計(jì)了一種應(yīng)用于MEMS振蕩器溫度補(bǔ)償?shù)腃MOS溫度傳感器。使用文式電橋帶通濾波器作測(cè)溫前端，當(dāng)環(huán)境溫度發(fā)生變化時(shí)，其輸出電流產(chǎn)生與溫度相關(guān)的相移，然后通過(guò)相位域delta-sigma調(diào)制器量化該相移。由于使用了高溫度系數(shù)和低1/f噪聲的硅化Poly電阻以及設(shè)計(jì)的低失調(diào)(offset)和輸入?yún)⒖荚肼暤淖x出電路，該溫度傳感器在-40℃～85℃的溫度范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)了±0.5℃的溫度誤差，同時(shí)在1 ms的轉(zhuǎn)換時(shí)間內(nèi)實(shí)現(xiàn)0.001℃的溫度分辨率。