新型雙鉗位三電平PWM整流器雙平衡調制策略研究

石振剛，吳躍斌，孫沖，張林浩，武超飛，李涵

(1.國網河北省電力有限公司電力科學研究院，石家莊 050021； 2. 國網河北省電力有限公司,石家莊 050021)

0 引 言

隨著電力電子技術的發展，多電平技術在高壓大功率系統、風力發電并網系統及直流配電網系統等領域得到了廣泛研究，其中以二極管鉗位型三電平變流器的應用較為廣泛。然而，這種拓撲結構的大規模推廣應用受制于直流母線電容電壓不平衡及各橋臂內側功率器件關斷過電壓的問題，為了從根源上解決上述問題，文章對一種雙鉗位三電平變流器拓撲結構進行研究，并以整流器為例對其進行分析。

二極管鉗位三電平整流器拓撲結構最早出現在1993年[1-3]，直到2005年對其基本工作原理進行了簡單分析[4-6]，2008年將其應用在變頻調速系統中[7-9]。綜合來看，研究均以逆變器為例進行研究，都未對整流器進行分析[10-13]；其次，對逆變器工作原理分析中，電流通路存在缺陷，對放電通路的分析缺乏依據；對直流側上下母線電容及鉗位電容電壓平衡調制過程分析不足，給出的控制方法難以實現二者的平衡控制[14-17]。基于此，文章以該拓撲結構的整流器為研究對象，詳細分析了其工作原理和雙鉗位工作機制，給出了電流路徑變化圖；根據電流路徑不能突變的特點及64種空間矢量對中點電位影響特性分析，提出了雙平衡的調制策略；推導出了其數學模型，給出了基于電網電壓定向的雙閉環控制方法。最后，通過仿真和實驗進行了驗證。

1 雙鉗位三電平PWM整流器分析

1.1 工作原理分析

雙鉗位三電平PWM整流器拓撲結構如圖1所示，與二極管鉗位拓撲結構相比，每相橋臂增加了一個鉗位電容，可輸出4種開關狀態[18-20]。為簡化過程，以單相(A相)橋臂為例，假設初始時刻鉗位電容Ca兩端電壓為Udc/2。

圖1 雙鉗位三電平PWM整流器拓撲結構Fig.1 Topological structure of two-clamp three-level PWM rectifier

(1)開關狀態SA=1，即橋臂上側兩開關管Sa1、Sa2導通，下側兩開關管Sa3、Sa4關斷，則此時輸出電壓Uao=Udc/2，雙向電流路徑如圖2中回路①、回路②所示。當直流側電容Cup兩端電壓大于Ca兩端電壓時，將通過回路③對Ca充電，釋放其兩端電壓，從而維持直流母線電壓平衡，如圖2所示。這種狀態下由于Sa3處于關斷狀態，形不成放電通路，Ca不能夠放電，只能充電，無法實現自動平衡控制。

圖2 開關狀態SA=1時工作原理Fig.2 Working principle of switch state SA=1

(2)開關狀態SA=-1，即橋臂上側兩開關管Sa1、Sa2關斷，下側兩開關管Sa3、Sa4導通，則此時輸出電壓Uao=-Udc/2，雙向電流路徑如圖3中回路④、回路⑤所示。當直流側電容Cdown兩端電壓大于Ca兩端電壓時，將通過回路⑥對Ca充電，釋放其兩端電壓，從而維持直流母線電壓平衡，如圖3所示。這種狀態下由于Sa1處于關斷狀態，形不成放電通路，Ca不能夠放電，只能充電，無法實現自動平衡控制。

圖3 開關狀態SA=-1時工作原理Fig.3 Working principle of switch state SA=-1

(3)開關狀態SA=0+，即開關管Sa1、Sa3導通，開關管Sa2、Sa4關斷，則此時輸出電壓Uao=0，雙向電流通路如圖4中回路⑦、回路⑧所示。當直流側電容Cup兩端電壓大于Ca兩端電壓時，將對Ca進行充電，從而釋放直流側電壓，維持直流側平衡，路徑與圖2中回路③一致；當Ca兩端電壓大于Cup兩端電壓，且電流沿回路⑦流通時，此時Sa1反并聯二極管處于導通狀態，Ca將通過回路⑨對外放電，從而維持鉗位電容電壓平衡，如圖4所示。這種狀態下，Ca既可以充電又可以放電，能夠實現鉗位電容電壓自平衡控制。

圖4 開關狀態SA=0+時工作原理Fig.4 Working principle of switch stateSA=0+

(4)開關狀態SA=0-，即開關管Sa2、Sa4導通，開關管Sa1、Sa3關斷，則此時輸出電壓Uao=0，雙向電流路徑如圖5中回路⑩、回路所示。當直流側電容Cdown兩端電壓大于Ca兩端電壓時，將對Ca進行充電，從而釋放直流側電壓，維持直流側平衡，路徑與圖3中回路⑥一致；當Ca兩端電壓大于Cdown兩端電壓，且電流沿回路⑩流通時，此時Sa4反并聯二極管處于導通狀態，Ca將通過回路對外放電，從而維持鉗位電容電壓平衡，如圖5所示。這種狀態下，Ca既可以充電又可以放電，能夠實現鉗位電容電壓自平衡控制。

圖5 開關狀態SA=0-時工作原理Fig.5 Working principle of switch state SA=0-

1.2 雙鉗位工作機制分析

傳統二極管鉗位式三電平變流器橋臂內側開關器件存在關斷過電壓問題，所研究的拓撲結構通過鉗位二極管、鉗位電容可實現雙鉗位功能，從而實現了橋臂內所有開關器件關斷過電壓抑制[21-23]。

圖6 雙鉗位電路分析Fig.6 Analysis of dual-clamp circuit

以A相橋臂為例，為了減少開關損耗，規定每次只動作一個開關。A相橋臂外側開關Sa1、Sa4關斷時產生的過電壓可通過鉗位二極管Da5、Da6分別鉗位在直流側電容Cup、Cdown兩端，與傳統二極管鉗位拓撲結構類似，如圖6(a)、圖6(b)所示；通過工作原理分析可知，當Sa2關斷時，Sa3必是導通狀態；當Sa3關斷時，Sa2必是導通狀態，因此二者關斷產生的過電壓均可通過另一個開關管與鉗位電容構成鉗位回路，如圖6(c)、圖6(d)所示。由以上分析可見，通過鉗位電容和鉗位二極管的雙鉗位作用，有效抑制了橋臂四個開關管關斷過電壓。

2 雙鉗位三電平整流器數學模型及控制策略分析

雙鉗位三電平整流器數學模型是實現雙閉環控制的基礎，定義開關函數Si(i=a,b,c)，其表達式如下[6]：

(1)

由此可得雙鉗位三電平PWM整流器在兩相同步旋轉坐標系下交流側高頻數學模型為：

(2)

式中ud、uq分別為整流器交流側交、直流電壓。對上式引入狀態反饋解耦控制，并采用PI調節器對電流環進行控制，可得其電壓、電流雙閉環控制框圖如圖7所示。

圖7 雙鉗位整流器雙閉環控制框圖Fig.7 Double closed-loop control block diagram of double clamp rectifier

由圖7可見，SVPWM調制算法是實現雙閉環控制關鍵，下面對雙鉗位三電平整流器的雙平衡SVPWM調制算法進行分析。

3 基于空間矢量的雙平衡調制策略分析

3.1 空間矢量圖

雙鉗位三電平變流器每相橋臂可輸出4種開關狀態，共64種組合，對應64個電壓空間矢量，如圖8所示。其中零矢量對應10種開關組合，每個小矢量對應6種開關組合，每個中矢量對應2種開關組合，大矢量對應1種開關組合。

圖8 電壓空間矢量圖Fig.8 Voltage dimensional vector diagram

3.2 鉗位電容電壓平衡控制

由雙鉗位三電平整流器工作原理分析可知，每相橋臂在4種開關狀態下均能夠實現充電控制，僅在開關狀態SA=0+或SA=0-狀態下，且分別滿足電流回路⑦、回路⑩的情況下，才能夠分別通過回路⑨、回路放電。因此，鉗位電容電壓的平衡控制轉化為放電回路控制，即如何使電流回路⑦或回路⑩導通。根據電流導通過程中不能突變的特點，這里提出采用開關狀態切換方式使通路⑦或通路⑩導通，從而實現鉗位電容電壓的平衡控制。采用“七段式”SVPWM調制方式，為了減少開關損耗每次僅動作一個開關，則4種開關狀態之間相互切換共存在4種情況，如圖9中Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ、Ⅳ所示。

圖9 開關狀態切換過程圖Fig.9 Switching process diagram of switching state

雙鉗位三電平變流器工作狀態發生變化時，即工作在整流或者逆變狀態，電流路徑將發生改變，需要分別分析，這里以整流狀態為例。切換Ⅰ：即開關狀態SA=1與SA=0+相互切換，此時電流路徑在回路②與回路⑦之間互相切換，回路⑦導通，滿足放電條件。切換Ⅱ：即開關狀態SA=1與SA=0-相互切換，電流路徑在回路②與回路之間互相切換，鉗位電容處于充電狀態，不滿足放電條件。切換Ⅲ：即開關狀態SA=-1與SA=0+相互切換，電流路徑在回路④與回路⑧之間互相切換，鉗位電容處于充電狀態，不滿足放電條件。切換Ⅳ：即開關狀態SA=-1與SA=0-相互切換，電流路徑在回路④與回路⑩之間互相切換，回路⑩導通，滿足放電條件。

綜合以上分析可見，整流狀態下，開關狀態切換遵循SA=1與SA=0+相互切換、SA=-1與SA=0-相互切換時，鉗位電容能夠形成放電通路，實現自身電壓的平衡調制。

3.3 直流側電壓平衡調制

直流側電容電壓的平衡調制僅與流過中點的電流大小有關，與鉗位電容無關，可以忽略鉗位電容的影響[24-25]。在零電平狀態下，當電流方向發生變化時，交流側與直流側之間的連接點也發生了改變，導致交直流側存在多種連接形式。因此，需要對64個空間矢量對中點電位的影響特性逐個進行分析，以矢量“10+-1”為例，其可能存在兩種電流通路，分別如圖10(a)、圖10(b)所示。

圖10 矢量10+-1交直流側連接圖Fig.10 Vector 10+-1 AC/DC side connection diagram

由圖10(a)可見，在這種電流通路情況下，會造成中點電位上升；由圖10(b)可見，在這種電流通路情況下，對中點電位沒有影響，綜合以上兩種情況，判斷矢量10+-1將導致中點電位上升，能力較弱。采取同樣的方法對另外63個矢量進行分析，最終將其影響特性分為5類，分別為導致中點電位上升，能力較弱；導致中點電位上升，能力較強；對中點電位沒有影響；導致中點電位下降，能力較弱；導致中點電位下降，能力較強。進一步采用“七段式”空間矢量調制算法，可得在每個小三角形中共存在8種矢量組合，在得出64個矢量影響特性后，可以對8種組合對中點電位的影響特性進一步分類，從中選擇出對中點電位影響最弱的組合。進一步根據鉗位電容平衡條件對開關狀態切換進行篩選，最終選擇出既滿足中點電位平衡又滿足鉗位電容電壓平衡的“七段式”空間矢量序列，即實現了雙平衡調制。

4 MATLAB仿真分析

為了驗證算法分析的正確性，搭建了仿真模型，設無功電流給定值為零，電源電壓峰值563 V，Ls為0.2 mH，Cup、Cdown、Ca、Cb、Cc均為7 000 μF，負載電阻為2 Ω，Udc給定值為1 200 V，采樣頻率2 kHz，MATLAB仿真結果如圖11(a)～圖11(d)所示。

圖11 仿真波形Fig.11 Simulation waveform

由圖11(a)～圖11(b)可見，直流側上下母線電容兩端電壓穩定，二者之間差值較小，中點電位波動較小，且二者之和與給定值基本相等，實現了穩定直流側電壓控制；由圖11(c)可見，鉗位電容電壓經過短暫的調節后穩定在半母線電壓附近，由此驗證了此雙平衡調制策略的正確性。由圖11(d)可見，A相電壓與電流相位一致，實現了單位功率因數整流。由圖11(e)可見相電流頻譜圖輸出電流諧波含量較低，滿足控制要求。

為進一步驗證，基于DSP+FPGA控制器結構進行了實驗分析，參數同上。IGBT采用Infineon FF650R17IE4，直流側電容為TFMFO-1K00 2×70072ZGKD 2*7 000 μF，實驗波形如圖12所示。

在0.15 s時負載突變，圖12(a)中CH1(600 V/格)、CH2(550 A/格)分別為A相交流側電壓和電流波形，可見交流側電壓、電流波形正弦度好，實現了單位功率因數整流。圖12(a)中CH3、CH4分別為直流側上、下母線電容電壓波形，可見在大電流輸出情況下，直流側母線電壓得到了較好的穩定。在負載發生突變時，網側電壓、電流及直流側電壓波形均能夠快速響應并過渡到穩態。在實際運行狀況下存在雜散電感，IGBT關斷時會產生過電壓，圖12(b)為A相橋臂內側Sa2關斷時其兩端過電壓波形，可見通過鉗位電容Ca的抑制作用，有效鉗位住了關斷過電壓。圖12(c)為三電平整流器網側諧波電流畸變率，由圖12可見畸變率較低，實現了良好的諧波控制性能。

圖12 實驗波形Fig.12 Experimental waveform

5 結束語

為了減少中點電位波動，抑制橋臂關斷過電壓，文中對一種新型三電平PWM整流器進行了研究。分析了目前研究內容存在的缺陷，對其工作原理及雙鉗位工作機制進行了分析，給出了詳細的電流路徑圖；在推導出其數學模型的基礎上給出了基于電網電壓定向的雙閉環控制結構框圖；根據導通過程中電流路徑不能夠突變的特點，提出了采用開關狀態切換實現鉗位電容電壓平衡控制的方法；通過對64種空間矢量對中點電位的影響特性進行分析，將其影響特性歸為5類，并通過兩步篩選給出了其雙平衡調制策略，并通過MATLAB軟件及DSP+FPGA的控制結構進行了仿真和實驗驗證，證實了策略的正確性。