混合式高壓直流斷路器分斷過程電磁瞬態建模和測試

陳龍龍 魏曉光 焦重慶 湯廣福 崔 翔 高 沖

混合式高壓直流斷路器分斷過程電磁瞬態建模和測試

陳龍龍1,2魏曉光2焦重慶1湯廣福2崔 翔1高 沖2

（1. 新能源電力系統國家重點實驗室（華北電力大學） 北京 102206 2. 先進輸電技術國家重點實驗室（全球能源互聯網研究院有限公司） 北京 102209）

高壓直流斷路器是柔性直流電網的核心裝備，在數毫秒內分斷高達25kA的大電流，分斷過程會產生強烈的電磁騷擾，可能導致與絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）直接相連的驅動和控制電路無法工作。由于缺乏針對直流斷路器位于高電位驅動的電磁干擾考核方法，導致驅動設計沒有標準可依。該文通過理論分析和試驗測試相結合，對分斷時電磁瞬態過程進行數學建模，定性分析端口產生的電磁干擾原因，并在實驗室首次測試了500kV混合式直流斷路器樣機在大電流分斷時，集電極和發射極（CE）、門極驅動（GE）和電源等端口干擾信號，提煉了時、頻域干擾特征。通過將測試結果與現有電磁干擾試驗標準對比，表明CE/GE在開斷過程的干擾特征與浪涌和阻尼振蕩波接近，而電源干擾特征更接近阻尼振蕩波，設計中應重點考慮這兩個試驗項目。

500kV直流斷路器 電磁騷擾 電流分斷 干擾測試

0 引言

高壓直流斷路器是構建直流電網最重要的設備之一[1-5]，可實現系統的運行方式切換、故障隔離與清除，是防止事故擴大、保障電網安全運行的關鍵設備，也是形成電力網絡的必要基礎[2, 5]。近十年來，國內外專家、學者對高壓直流斷路器開展了大量技術研究，研制了樣機[6-8]，并于2016年在舟山五端系統中首次實現了200kV直流斷路器的工程應用[6]，2019年，張北四端直流電網中實現500kV直流斷路器的工程示范[7]。

根據直流斷路器的主流技術路線，可將其分為新型機械式直流斷路器[8]和混合式直流斷路器[9-12]兩種方案。其中，混合式直流斷路器（以下簡稱直流斷路器）由超高速機械開關和大量半導體組件串并聯構成。與傳統的位于地電位控制室的二次控制設備不同，直流斷路器半導體組件的二次驅動位于高電位，與一次設備直接相連、就近布置。以500kV直流斷路器為例，在數毫秒內開斷過程中，大量絕緣柵雙極型晶體管（Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT）需要關斷高達25kA的電流，會產生復雜的瞬變電磁騷擾，可能影響與其就近連接的驅動正常工作。

GB/T 38328—2019中7.9節未直接規定直流斷路器的電磁干擾試驗[13]，而是引用GB/T 11022—2011中6.9節輔助和控制回路的抗干擾性試驗。標準建議選用電快速瞬變脈沖群和振蕩波抗擾性試驗對二次部件進行測試[14]。但是該標準是總結現有的交流開關設備的運行經驗和工況分析，試驗對象也是針對交流開關設備的控制部分，而直流斷路器屬于新型設備，直接引用標準可能存在試驗方法不當和考核應力不足的情況。

文獻[15]針對基于高頻供能的200kV直流斷路器的供能系統驅動電源在開斷過程中產生的差模電磁干擾進行機理分析，提出直流斷路器3個換流支路的雜散電感和供能回路的雜散電感相互耦合是構成干擾的主要途徑。文獻[16]針對供能系統內部共模-差模轉化機理進行分析，提出直流斷路器的對地分布電容、級聯變壓器的繞組層間電容和供能變對地電容是構成共模和差模干擾轉化的通路。上述研究成果對于分析直流斷路器開斷過程電源的干擾問題具有重要意義，但尚缺乏對關鍵端口的分析和測試。

從結構角度而言，直流斷路器是由半導體器件、金屬結構件、快速機械開關和避雷器構成[12]，包含大量IGBT、阻容回路、通流母排和金屬屏蔽罩，具有結構復雜、零部件眾多、空間布局緊湊的特點，建模存在不準確的問題，因而其大電流分斷過程中的瞬態騷擾特性難以通過理論分析或仿真計算獲得。因此，本文主要采用理論定性分析和試驗直接測試相結合的方法，對直流斷路器的分斷過程電磁瞬態特性進行分析。

由于電流轉移支路是直流斷路器分斷的主要部件，保證其正確動作是設計的重點考慮內容，主支路的分析方法類似。本文的研究思路為：首先，通過研究轉移支路的拓撲結構，建立電流轉移過程的瞬態電路模型，并推導關鍵端口的電磁干擾數學特征，從而明確直流斷路器電磁瞬態問題成因，以及關鍵端口的瞬態電壓變化趨勢；然后，利用一臺研制中的500kV混合式直流斷路器樣機，對其1/5層進行分斷試驗，測試了大電流分斷過程中關鍵端口的瞬態電磁騷擾波形，接著對測試數據進行分析，提取時域和頻域特征；最后，根據現有國/行標對于電磁干擾試驗要求，給出針對本文的500kV直流斷路器需要開展的電磁干擾考核內容，試驗結果對于其他電壓等級和類型的斷路器具有借鑒意義。

1 直流斷路器工作原理及關鍵端口

1.1 直流斷路器工作原理

直流斷路器由主支路、轉移支路及能量吸收支路構成[7, 12]，混合式直流斷路器原理如圖1所示。主支路由快速機械開關和少量全橋模塊串聯，轉移支路由大量串聯的二極管橋式模塊構成，能量吸收支路由多組避雷器串并聯構成。

直流斷路器分斷過程為主支路、轉移支路和能量吸收支路按照控制時序實現轉移和分斷[12]，其電氣應力如圖2所示。

圖2中，m、t和a分別為主支路、轉移支路和能量吸收支路電流，t為暫態分斷電壓。圖2中第一次換流過程是指從主支路IGBT關斷到電流完全從主支路轉移到轉移支路，第二次換流過程是指從轉移支路IGBT關斷到電流完全轉移到耗能支路。這兩個過程均伴隨著IGBT快速關斷、子模塊內部換流，以及支路電流轉移的復雜過程。

圖1 混合式直流斷路器原理

圖2 直流斷路器分斷電氣應力

1.2 直流斷路器關鍵端口分析

直流斷路器的高電位驅動是直接影響分斷成功的關鍵二次設備，具有控制驅動IGBT開通和關斷，啟動IGBT保護等功能。關鍵端口如下：

（1）集電極-發射極電壓CE，其主要功能是檢測其兩端電壓，防止IGBT由于干擾造成誤動，或者關斷過沖而擊穿。

（2）門極驅動電壓GE，用以驅動IGBT工作，是保證IGBT正確開通和關斷的關鍵變量。在關斷過程中，其關斷電流的變化趨勢幾乎完全受控于門極驅動信號，關斷時間僅為5～10ms，由于IGBT關斷電流接近額定值的3～4倍，快速變化的電流容易造成驅動信號干擾。

（3）電源用以保證IGBT驅動正常工作，直流斷路器的電源是通過位于地電位的隔離變壓器、閥塔內部層間變壓器和磁環將能量送至驅動板，回路中存在較多的感應環節，在分斷大電流過程中，由于電流的突變，容易造成電源的波動。

驅動端口測試示意圖如圖3所示，驅動端口GE直接和IGBT的門極相連接，檢測端口CE和IGBT的發射極和集電極相連接，為了統一定義，后文中將其稱為IGBT端口。

2 直流斷路器分斷過程暫態分析

由第1節工作原理可見，直流斷路器分斷過程中伴隨著復雜的“宏觀換流”和“微觀換流”過程。具體包括子模塊IGBT關斷、二極管反向恢復、支路間電流轉移等。根據其分斷時序[12]，可將其分為以下五個子過程：

1）S1：第一次換流過程。電流從主支路轉移至轉移支路，此時，轉移支路兩個并聯IGBT處于開通狀態，由于器件載流子復合差異、結構回路雜散電感差異等，電流存在動態均流問題，導致兩個IGBT的dt1/d和dt2/d的數值不同，疊加兩個支路的電感差異，使得兩個IGBT的電壓出現偏差[17-18]。

圖4 并聯不對稱IGBT回路影響

對圖4的電路列KVL方程求解，為了簡化分析，假設IGBT開通電壓為on，由datasheet的伏安特性曲線可知，在通態時該值隨著電流增大，幅值略有增大。解析得到兩個IGBT的端口電壓和驅動端口的電壓為

2）S2：子模塊IGBT關斷過程。由直流斷路器的工作原理[12]，當機械開關達到額定開距后需要關斷轉移支路子模塊IGBT，此時電流開始對與之并聯的電容充電，由于IGBT關斷的時間約為數ms，該過程中轉移支路電流t幾乎不變。其電流轉移通路如圖5中回路①所示。

圖5 并聯不對稱IGBT回路影響

設tC為電容器支路的雜散電感，t為子模塊電容器，t為轉移過程中電流。對圖5回路①列KVL方程，可解析得到IGBT的電壓微分方程為

為了對式（3）進行簡化，文獻[19]認為IGBT的關斷過程為場效應管（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor, MOSFET）控制和雙極結型晶體管（Bipolar Junction Transistor, BJT）兩個器件的復合控制。MOSFET的控制過程可以理解為門極電容通過驅動電阻放電，將該過程用指示函數代替，拖尾過程為小電流長時間衰減，此時d/d較小，可用小常數簡單代替，則關斷過程IGBT的電流可表示為

式中，1,2、1,2和1,2為IGBT關斷電流擬合系數，可根據datasheet獲得。將式（4）代入式（3），進一步計算求解器件電壓為

可見，IGBT端電壓波形為復雜的雙指數函數和二次曲線。

3）S3：第二次換流過程。第二次電流轉移過程中，流向電容的電流開始逐漸衰減，流向金屬氧化物變阻器（Metal Oxide Varistor, MOV）的電流逐漸增大。由于子模塊二極管存在反向恢復過程[20]，在換流過程中不可避免地會出現電壓瞬變。

二極管反向恢復過程電壓和電流變化如圖6所示，二極管的反向恢復期包含兩個階段，第一個是電流逐漸下降的正向dF/d，此時電流從正向開始逐漸變為反向，意味著子模塊電容存在反向放電。當達到反向電流峰值rr時，反向電流開始逐漸衰減，其衰減過程遵循指數形態，此時的電流為第二階段即恢復過程，為正向dR/d。電壓在rs之前為正向電壓，在rf階段逐步達到反向電壓峰值RP，最后衰減為R。

圖6 二極管反向恢復過程電壓和電流變化

在rs階段以前，對換流過程中的電流變化過程進行線性擬合，在rf階段按照指數進行擬合，則轉移支路電流可表示為

式中，變量為線性擬合系數；rr為反向電流最大峰值；rr為指數擬合常數；1為反向峰值電流轉折點；2為恢復期結束時間。

由圖6可知，二極管的反向恢復期特性用數學表達十分復雜，對其也進行簡化，將其等效為可變阻抗。

定義

式中，D、D分別為二極管的電壓和電流；()為等效阻抗。第二次換流過程的電流回路如圖5中回路②所示。對其列KVL方程，可解析得到

由式（8）和式（9）可見，在二極管反向恢復過程中，兩個IGBT的端電壓幾乎相等，回路中ts的存在使得二者存在差異。波形呈現非常復雜的二次函數和指數衰減的先增后減的變化趨勢。

4）S4：避雷器能量吸收階段。振蕩過程暫態等效電路如圖7所示。在換流完成之后，回路中的雜散電感不再作用，此時的IGBT、二極管以及MOV為靜態分壓關系，如圖7中回路①所示。

圖7 振蕩過程暫態等效電路

對圖7中的回路①列出KVL方程，可解析得到IGBT和MOV和電容的分壓關系為

式中，為子模塊串聯數；MOV、t_C分別為避雷器殘壓和電容電壓之和。由式（10）可見，在能量吸收階段，IGBT的端電壓為靜態電壓，不再隨著時間而變化，因此幾乎不存在干擾現象。

5）S5：高頻振蕩過程。在電流完成分斷后，MOV支路的雜散電容存儲有殘余能量，將和主電路電容、轉移支路的雜散電容諧振，回路分別為圖7的①和②。圖中，和分別為系統等效電容和電抗，t和MOV分別為轉移支路和MOV支路的回路雜散電感，為系統等效電阻。

為了進一步闡述上述兩個回路的振蕩過程，需要做如下簡化：回路①為避雷器寄生電容M和主回路電容串聯，M為MOV多組避雷器閥片的寄生電容，遠小于主電路電容，在計算時忽略的影響，僅用M代替振蕩回路電容。同樣地，回路②的轉移支路模塊寄生電容s2也遠小于MOV的寄生電容M，因此，回路②也用s2進行簡化計算。

在計算IGBT的端電壓時，需要考慮IGBT存在的結電容，分別為CE、CG和GE，如圖7所示。設電流過零時，避雷器的電壓為P，則IGBT子模塊的端口電壓可表示為

其中

式中，為子模塊數；t為子模塊電容；st為子模塊等效雜散電感；s2為子模等效雜散電容。t遠遠大于IGBT的結電容和子模塊雜散電容。

由式（11）可見，IGBT的端口電壓變化趨勢可近似看作是指數包絡正弦的振蕩衰減波形，而驅動電壓為IGBT的結電容分壓關系，基本趨勢類似。

在MOV吸收過程，轉移支路子模塊二極管已經截止，此時的振蕩主要是二極管的結電容和子模塊內部的雜散電容、電感進行振蕩，形成高頻干擾。根據圖7的子模塊內部電流回路③和④，可列出方程為

式中，D1～D4為二極管的結電容電壓；s1,s2為回路③和④的環路電流。

由于IGBT兩端電壓為兩個二極管電壓之和，進一步地，可將IGBT電壓表示為

可見，IGBT上的電壓峰-峰值由二極管2的雜散電容對子模塊內部雜散電感放電的振蕩過程引起，由于二極管2的雜散電容和回路雜散電感tC均較小，且振蕩電壓的峰-峰值受到t鉗位，該峰-峰值變化范圍不會太大。

通過上述討論可見，在直流斷路器的分斷過程中，其支路換流過程、IGBT大電流關斷過程、二極管反向恢復過程、避雷器電流過零后的諧振過程，均會在斷路器的子模塊IGBT兩端產生瞬態電磁騷擾。

3 電磁瞬態干擾測試及結果分析

3.1 測試電路和方案

直流斷路器分斷試驗電路[21-22]如圖8所示，由充電機通過限流電阻對電容充電，試驗過程中，在直流斷路器處于合閘狀態下，通過控制晶閘管閥VT，使得電容對放電，延遲幾百微秒后對直流斷路器下發分斷指令，從而完成試驗。試品為500kV斷路器的一層，即100kV模塊，此時的最大暫態分斷電壓為160kV[7]，為整機電壓的1/5。

圖8 直流斷路器分斷試驗電路

試驗電路參數為：電容3mF，電感3.6mH，最大分斷電流25kA，分斷時間為3ms。IGBT的器件為5SNA3000K452300，額定參數4.5kV/3kA，快速恢復二極管為5SDF 28L4521。

被測端口與一量程達7kV的高壓探頭一次側連接，高壓探頭的二次側與示波器連接，示波器通過光纖與遠端的遙控計算機連接。為了增加測量系統抗電磁干擾的能力，示波器采用電池供電。示波器、電池及光纖收發器均放置于金屬屏蔽箱。屏蔽箱的外殼與被測閥層的平臺電位做等電位連接。該測量系統可以測量上升沿納秒級的瞬態信號，已成功應用在1 000kV GIS試驗平臺、500kV GIS變電站的開關操作瞬態電磁騷擾測試[23-25]。

3.2 IGBT端口測試結果分析

500kV高壓直流斷路器的最大分斷電流為25kA，選擇0～25kA的幾組電流進行測試。

1）換流過程瞬態干擾分析。圖9a為25kA分斷電流時主支路、轉移支路和避雷器的電流、整機分斷電壓以及驅動和IGBT端口的測試結果。第一次分斷過程局部放大如圖9b所示，兩個端口信號在換流過程均存在不同程度的騷擾，且第一次換流過程中騷擾相對較小。第二次換流過程由于關斷電流較大，干擾也相對較大，如圖9c所示。

由圖9b和圖9d可見，第一次換流過程中，換流時間約為230ms，其中上升時間為92ms，下降時間為139ms，在IGBT的驅動側檢測到CE干擾峰值約為318.3V，驅動側檢測到GE約為-108V。由式（1）可知，IGBT的端口電壓為電流在器件支路的雜散電感t1、t2、ts和s3上感應的電壓，換流過程逐漸加快，d/d逐漸增大，IGBT端口電壓也增大，待換流完成后，雜散電感上儲能能量逐漸釋放，電壓也衰減至零。

由式（2）可知，驅動的門極電壓為門極回環的雜散電感感應電壓和IGBT門極電壓之差，因為IGBT門極電壓幾乎為19V不變，而感應電壓為正向，因此，測到的驅動板上電壓為負。由式（1）、式（2），CE_IGBT和GE_driver電壓的核心控制變量均為IGBT的d/d，從圖9b試驗波形可見，二者的變化趨勢幾乎相同。

在圖9c中，第二次換流時間僅為63ms，在IGBT關斷過程中，CE_IGBT出現了關斷尖峰，整體電壓呈現上升趨勢，波形和式（5）的表達趨勢接近，為復雜的曲折上升態勢，最大電壓峰值達到1 908V。在IGBT關斷完成后，電流對子模塊電容充電直到避雷器達到保護水平，此時電流開始從電容在極短時間向避雷器反向流動，回路中的二極管進入反向恢復期，該過程引起的干擾電壓約為2 650V。由式（8）、式（9），該過程中電壓的變化規律出現振蕩，意味著在恢復期二極管的阻抗逐漸恢復，而不是在正向導通時呈現的“零阻抗”狀態，該過程電壓的變化趨勢呈現二次函數曲線和指數衰減特征。

驅動電壓的變化規律服從式（2），為門極回環的雜散電感感應電壓和IGBT門極電壓之差，與第一次換流時IGBT的電流逐漸增大不同，此時IGBT關斷過程中電流開始逐漸衰減，雜散電感感應的為反向電壓，因此，驅動電壓開始逐漸變大，由圖9c可見，最大的電壓峰值達到380.2V。

二極管截止后，IGBT的電壓為子模塊電容和避雷器電壓的分壓關系，由圖9c和圖9d可見，此時轉移支路電流為零，避雷器的電流為最大，IGBT端口電壓瞬間分別躍變至約3 970V和3 400V，而后逐漸減小至穩態值，驅動側由于測量電容的存在，電壓相對緩慢上升至最大3 360V，由式（10）可知，之后的電壓為靜態分壓，三者測試電壓相等，該過程不存在瞬態干擾。

2）振蕩過程瞬態干擾分析。如圖10所示，在避雷器電流降為零后，IGBT端口波形出現由一系列微脈沖組成的宏脈沖。提取25kA分斷時的微脈沖進行頻譜特征分析。由于電容電壓支撐，疊加干擾后CE_driver的最大電壓達到3 448V，最低約為3 300V，區間振蕩峰-峰值約148V，振蕩主頻約為25MHz。

圖10 轉移支路驅動信號分析

由式（11）可見，IGBT的振蕩電壓可近似為指數包絡正弦衰減的變化曲線，由圖10a可見，波形的主要變化趨勢與式（11）接近，決定因素主要為轉移支路和MOV支路的雜散電感MOV和t，以及MOV的分布電容M和轉移支路的等效電容eq。驅動的干擾電壓同樣呈現振蕩衰減特征，對其信號進行分析后，其穩態電壓為-19V，干擾電壓的峰-峰值約為62.88V，主頻約為20MHz。式（11）將驅動的瞬態電壓描述為IGBT端壓分壓關系存在誤差，但波形的大體趨勢接近，說明IGBT器件和驅動電路內部串擾更加復雜。

總結不同分斷電流時騷擾電壓的最大峰-峰值p-pmax，宏脈沖持續時間max、微脈沖持續時間mic以及騷擾主頻率統計，驅動板騷擾信號分析結果見表1。

表1 驅動板騷擾信號分析結果

Tab.1 Interference analysis of driver

從表1可以看出，端口干擾電壓峰-峰值隨著分斷電流變化的趨勢不明顯，在4kA分斷電流時，干擾電壓為153.7V，25kA分斷時最大干擾電壓為148.1V。驅動端口干擾電壓峰-峰值變化規律也不明顯，約為42.4～62.88V。微脈沖的持續時間從4kA的780ns到25kA的210ns，呈現一定的分散性，宏脈沖的持續時間也存在一定的分散性，在4kA時為18.1ms，25kA時為14ms，而在13.7kA分斷時，約為132ms，騷擾的主頻的變化范圍并不大，約為14～20MHz。

可見，高頻振蕩的干擾特征與分斷電流關系不明顯，但范圍卻都相對集中。由圖9可見，在避雷器電流過零后的振蕩主頻約為33kHz，而施加在IGBT端口的干擾電壓振蕩頻率高達20MHz，由式（14）可見，該振蕩過程主要由子模塊內部的雜散電感st和D1、D2振蕩形成，而避雷器過零后斷路器的振蕩電壓來自于MOV分布電容和轉移支路的雜散電感以及子模塊內部的電容t和雜散電感st等，具體分析見式（11），這表明干擾與直流斷路器的內部設計有重要聯系，理論分析和試驗測試結果對于設計具有意義。

3.3 電源端口瞬態干擾分析

圖11為分斷25kA電流時供能磁環端口的騷擾電壓測試波形。由圖可見，驅動電源的磁環電壓在第一次換流、第二次換流和電流過零時分別產生了高頻電磁干擾。統計4～25kA詳細數據結果見表2，為脈沖數，r為上升時間。

圖11 電源端口測試信號分析

表2 電源端口騷擾信號分析結果

Tab.2 Interference analysis of power port

由表2可見，隨著分斷電流的增大，騷擾持續時間也增大，微脈沖個數減小，上升時間變短，表明干擾的強度愈發強烈。電源端口騷擾主頻相對集中，為3MHz附近，最大騷擾電壓發生在13.7kA分斷時，為69.09V。

4 驅動控制單元電磁干擾試驗要求

GB/T 11022—2011中關于輔助和控制回路的抗擾性試驗規定[14]：采用電快速變脈沖群和阻尼振蕩波抗擾性試驗進行考核。試驗的關聯工況是模擬在交流和直流線路故障時，開關在主回路和二次回路中開合引起的工況。電快速瞬變脈沖群試驗的重復率為5kHz，試驗電壓為2kV，需要針對電源接口、機箱接地接口和信號接口等進行試驗。阻尼振蕩波抗擾性試驗需要在100kHz和1MHz下開展，差模試驗電壓為0.5kV，共模為1kV，試驗對象是電源接口和信號接口。通過第3節直流斷路器測試結果可見，電快速脈沖群無法滿足斷路器的干擾頻率要求。

GB/T 17626.5—2016對浪涌試驗的電壓波形特征進行了詳細規定[26]。具有兩種波形特征，一是電壓上升/下降時間分別為1.2/50ms，另一種電壓波形上升/下降時間為10/700ms。試驗電壓等級共有4檔和X級，4檔電壓分別為0.5kV、1.0kV、2.0kV和4.0kV，X級為超出或者自定義試驗參數。

由測試結果可知，兩次換流過程的電壓波形特征接近浪涌試驗波形，從波形特征對比：第一次換流過程中的CE最大電壓為318V，GE的最大電壓為-108V，波形的上升時間為92ms，下降時間為139ms；第二次換流過程上升時間為63ms，電壓上升之后不再變化，最大電壓為3 970V。這兩種波形較為符合第二種浪涌標準波形。在對驅動板進行試驗時，建議優先考慮采用10/700ms，原因是波形上升過程與IGBT的測試結果較為接近，且能量更大，而1.2/50ms的波形持續時間均較短。因為，從持續時間對比，同等電壓下上升時間越長意味著考核能量更大。

GB 17626.18阻尼振蕩波[27]分為兩種類型：一種為慢速阻尼振蕩波，振蕩頻率為100kHz和1MHz，共模試驗電壓為0.5kV、1kV和2kV，差模為0.25kV、0.5kV和1kV，電壓上升時間為75ns；另一種為快速振蕩波，頻率為3MHz、10MHz和30MHz，試驗電壓為0.5kV、1kV、2kV和4kV，電壓的上升時間為5ns，X電壓等級可以高于、低于或者在其他等級之間。通過對避雷器電流過零后的振蕩過程和電源端口在分斷過程的干擾進行分析，主頻分別在14～20MHz和2～5MHz，因此，對于驅動板端口的試驗參數應選用快速振蕩波進行考核，試驗電壓建議0.5kV。

由第2節分析，直流斷路器的電磁瞬態現象和子模塊的電流關斷和轉移過程息息相關，因此，電磁干擾試驗對象應為子模塊或者由子模塊構成的閥段，試驗端口應至少包含IGBT和驅動以及電源端口。例如，在對驅動的C、E進行電磁干擾試驗時，若缺乏IGBT，則器件的結電容分壓、IGBT的開通關斷過程均無法得到復現，導致試驗結果缺乏信服力。這是直流斷路器高電位驅動的電磁干擾試驗與傳統地電位控制設備試驗的差別。

考慮到直流斷路器運行工況，除上述兩種可以依據的標準之外，還可在其他型式試驗，如關合試驗、分斷試驗、重合閘試驗、端間操作沖擊試驗和隔離開關拉弧試驗過程中，通過監測斷路器的狀態進行間接評價。要求在試驗過程中，子模塊不會誤觸發、快速機械開關不會誤動作、控保裝置不會發送錯誤信號、組件不會出現故障等。

5 結論

本文的研究對象為500kV混合式直流斷路器分斷過程中CE、GE和電源端口的瞬態干擾電壓，通過對分斷過程進行數學建模，揭示了端口干擾電壓瞬態過程的變化趨勢和規律。同時，采用試驗手段，提取了分斷過程瞬態干擾數據的時、頻域特征，量化了干擾強度。結合現有的電磁干擾試驗標準，指出了驅動設計中應該重點關注和考核的問題。形成的結論有：

1）混合式直流斷路器分斷過程瞬態電磁干擾的本質原因是由IGBT和二極管的開通和截止動態過程引起，尤其是在大電流關斷過程中，高d/d和內部的雜散參數相互作用造成干擾非常復雜。

2）兩次換流過程中產生的CE干擾電壓為復雜的指數上升振蕩變化趨勢，設計中應采用浪涌試驗對子模塊進行考核，以檢驗其抗干擾能力。

3）分斷完成后振蕩過程是由于避雷器和轉移支路的寄生電容諧振引起的高頻振蕩，設計中應以快速振蕩波對子模塊進行試驗考核。

4）設計中應減少子模塊回路雜散電感，減少門極驅動線的長度以減少雜散參數，應加強電源外屏蔽效果設計，提高子模塊的抗電磁干擾能力。

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Electromagnetic Transient Modeling and Test of Hybrid DC Circuit Breaker

1,221212

（1. State Key Laboratory of Alternate Electrical Power System with Renewable Energy Sources North China Electric Power University Beijing 102206 China 2. State Key Laboratory of Advanced Power Transmission Technology Global Energy Interconnection Research Institute Beijing 102209 China）

HVDC circuit breaker is the core equipment of the DC grid. It is required to cut off large currents of tens to thousands of amperes within a few milliseconds. The strong electromagnetic disturbance during the breaking process may cause interference, which will in return influence IGBTs and the proper work of the secondary equipment. Due to the lack of standards for electromagnetic driver tests, the theoretical analysis and testing are combined to analyze the electromagnetic transient process. After that, a test is firstly carried out in the laboratory to verify the actual collector emitter (CE) and gate drive (GE) in a 500kV hybrid DC circuit breaker with a maximum breaking current of 25kA, and the tests signals were further analyzed in both time and frequency domains to extract accurate interference characteristics. The results indicate that the interference characteristics ofCE/GEduring the breaking process is similar to the surge test and damped oscillation wave, while the power interference characteristics are closer to the damped oscillation waves. Therefore, these two kinds of anti-electromagnetic interference capabilities should be considered in design and test.

500kV DC breaker, electromagnetic interference, current breaking, interference test

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.200917

TM46

先進輸電技術國家重點實驗室開放基金資助項目（GEIRI-SKL-2018-006）。

2020-07-24

2020-10-14

陳龍龍 男，1986年生，博士研究生，高級工程師，研究方向為高壓直流輸電換流閥、高壓直流斷路器和行波保護技術等。E-mail: chenlong_003@163.com.cn

魏曉光 男，1976年生，博士，教授級高工，研究方向為柔性交流輸電、高壓直流輸電技術、高壓直流斷路器等。E-mail: weixiaoguang@geiri.sgcc.com.cn（通信作者）

（編輯 崔文靜）