雙Boost逆變器新型單電流環并網控制

李楠，劉斌

(廣西大學電氣工程學院，廣西壯族自治區 南寧 530004)

1 引言

為了應對全球變暖和環境問題，可再生能源如風能、太陽能、燃料電池成為最佳的替代能源，隨著電力需求的不斷增加，分布式新能源發電越來越受到人們的關注[1]。差分升壓逆變器是一種能夠把低直流輸入電壓提升為高交流輸出電壓的單級逆變器[2]。

要實現雙Boost逆變器良好的并網性能需要一個合適的控制器，雖然其拓撲結構簡單對稱，但描述其動態行為和相關控制是復雜的。尤其是在并網運行時逆變器與電網之間引入并網電感，使系統變為高階非線性系統，需要對并網電流進行直接控制才能提高控制精度，確保系統快速動態響應。因此研究雙Boost逆變器的控制策略，優化其控制結構，使逆變器在并網條件下穩定運行是亟待解決的問題[3-4]。

升壓變換器的控制方法一般是基于小信號線性模型，但由于雙Boost逆變器運行點處有較大的非線性變化，小信號模型參數也有較大變化，所以控制方法不適用于逆變器的控制[5]。滑模控制是一種解決方案，該方法可以應對逆變器運行點處的動態變化，能夠快速響應，在負載和輸入電壓變化下有較強的魯棒性。但是滑模控制的控制理論復雜，開關頻率高速變化需要增加復雜的控制獲得恒定的開關頻率，若開關之間轉換效果不好會產生高頻的抖動，電感平均電流的指令值在非線性變化下計算復雜導致控制器參數選擇受限[6-8]。為克服滑模控制的缺點，文獻[9-11]采用雙環控制即電容電壓外環和電感電流內環，每個環采用比例積分控制，近年來比例諧振控制也被用于每個控制回路。雙環控制在非線性負載，電壓擾動和負載擾動，瞬態短路等突發情況下都能保證逆變器的穩定運行，表現出良好的控制效果。但該控制方法沒有對輸出進行直接控制、且控制環數較多、參數整定困難導致很難達到理想的控制效果。

傳統的調制策略讓所有功率開關在雙Boost逆變器運行期間都處于高頻工作狀態，因此如何優化控制結構是使逆變器并網穩定運行的關鍵，另一方面如何有效提高逆變器系統效率，降低損耗也是值得研究的問題。

為了簡化控制結構、提升交直流側電能質量及提高系統效率，本文首先采用高頻控制和工頻控制相結合的方法實現了半周期調制和單電流環并網控制。然后搭建了雙Boost逆變器實驗平臺驗證本文所提方法的有效性。

2 雙Boost逆變器拓撲

雙Boost逆變器拓撲結構如圖1所示，逆變器由兩個完全相同的能夠實現功率雙向流動的Boost DC/DC變換器組成，兩個Boost變換器共用一個直流輸入電源，通過輸入側并聯輸出側串聯實現單級升壓逆變。每個Boost變換器包含一個濾波電感和一個輸出濾波電容及兩個帶有續流二極管的功率開關管。網側電壓通過并網電感串接在兩個Boost變換器的輸出端，通過控制兩邊Boost變換器功率開關管的導通和關斷時間來控制輸出電壓，每個Boost變換器的上下兩個功率開關管的導通和關斷狀態是互補的。為了滿足升壓逆變，雙Boost逆變器的并網電壓可表示為:

圖1 雙Boost并網逆變器模型

由式(1)可知由于其拓撲結構的對稱性，若能通過合適的控制方法使兩個變換器的輸出電壓uc1和uc2的差分電壓按照正弦變化，即可實現單級升壓逆變。

3 兩種調制方式

雙Boost逆變器在傳統調制方式下，兩邊Boost輸出電容分別輸出帶有相同直流分量偏置的正弦波。由于其直流偏置數值相等，交流分量相位相差180°。在逆變器輸出端，經過差分輸出，直流分量相互抵消，交流分量相互疊加，因此可以改變交流分量的大小來得到想要的輸出電壓。傳統調制方式下對應的電容電壓表達式為:

由(2)～(3)可得到輸出電壓為:

uc1(t)、uc2(t)分別表示左右兩邊Boost的電容輸出電壓，uo(t)是輸出交流電壓，Um表示逆變器交流側輸出電壓的幅值，Uin表示直流輸入電壓。Udc是直流偏置電壓，它是為了保證每個Boost升壓變換器的輸出電壓的波谷值大于輸入電壓。

差分升壓逆變器在半周期調制策略下，只有一個Boost變換器處于高頻開關狀態，另一個則處于靜止狀態。在輸出電壓正半周期時，功率開關管T1和T2處于高頻開關狀態且信號互補，左邊Boost變換器的單路輸出電壓為帶有直流偏置的正弦波，功率開關光T3關斷，T4導通，右邊Boost變換器的單路輸出電壓就是輸入電壓。在輸出電壓負半周期時，左右兩個Boost變換器的工作狀態和正半周期正好相反。半周期調制策略對應的電壓表達式為:

式(5)是正半周期時兩邊Boost對應的輸出電壓，式(6)是負半周期時兩邊Boost對應的輸出電壓。兩種調制方式對應的關鍵波形示意圖如圖2所示。

圖2 兩種調制方式對應關鍵波形

由圖2可知半周期調制方式相對于傳統調制方式，單個變換器只有在半個周期內處于升壓狀態，另半個周期則處于工頻狀態，這樣有利于降低功率開關管電壓和電流應力，同時降低了器件的導通損耗和開關損耗。

4 改進并網控制策略

本文提出工頻控制和高頻控制相結合的控制方式實現對并網電流的單環控制，使功率開關管僅在半個周期內處于高頻工作狀態，降低了系統的損耗，提高了逆變器的效率。在半周期調制策略下，兩邊Boost變換器的輸出電壓的差模分量相等，可以通過調節控制器使控制器的輸出等于逆變器輸出電壓。為了增強系統的抗擾動性，引入網壓前饋，將網壓前饋和控制器輸出相加共同作為逆變器并網控制的電壓參考值，其控制方程按照分時控制方法表示為:

式(7)和式(8)是輸出電壓分別為正半周和負半周時兩邊Boost變換器對應的電容輸出電壓的參考值；uDM表示電壓的差模分量；igref為并網電流的指令值；MD是控制輸入誤差的電流調節器。為了更好的跟蹤交流量采用的是比例諧振控制器，其對應的傳遞函數為:

式(9)和式(10)中 kP、kR、kPN、kRN分別是比例諧振控制器的比例系數和諧振系數，ωc、ωo分別是截止頻率和基頻。若要引入3次諧振控制器，則令式(10)中N取3，以此類推N可以取3、5、7等。

基于Boost變換器的開關平均等效原理可以得到變換器的占空比dj:

式(11)中下標j取值為1和2，分別代表左右兩邊的Boost變換器。在工頻控制部分，當并網電壓為正半周時輸出高電平H，當并網電壓為負半周時輸出低電平L，通過組合高頻控制和工頻控制得到的脈沖信號達到分時控制的效果，實現基于半周期調制的單電流環并網控制。控制框圖如圖3所示。

圖3 新型單電流環并網控制

5 仿真實驗驗證

為了驗證本文所提調制策略和控制方法的可行性，本文先在Matlab/Simulink環境下分別搭建了全周期調制策略和半周期調制策略下的單電流環并網控制的仿真，然后搭建了雙Boost壓逆變器實驗平臺進行了實驗驗證。仿真和實驗參數如下:直流側輸入電壓 Uin＝80V，直流側電感L1＝L2＝0.8mH，Boost變換器輸出電容 C1＝C2＝60μF，并網電感Lg＝1.8mH，電網電壓幅值 ug＝155V，并網電流幅值 ig＝10A，基波頻率 fo＝50Hz。

圖4和圖5分別是傳統調制策略單電流環并網控制和半周期調制策略單電流環并網控制的仿真波形。圖4中在逆變器并網運行時，開關管在整個運行期間都處于高頻開關狀態，圖5中開關管僅在半個周期內處于高頻開關狀態，相比圖4傳統調制方式減小了功率開關管的導通損耗和開關損耗。在傳統調制方式下Boost變換器的單路輸出電壓均大于半周期調制，器件承受的電壓應力較大。同時半周期調制下的并網電流質量比傳統調制方式的高。

圖4 傳統方式仿真波形

圖5 半周期調制仿真波形

雙Boost逆變器的動態性能實驗結果如圖6(a)和圖6(b)所示，由于本文采用單環控制結構，當并網電流從10A突增到15A，或者從15A突減到10A時，并網電流能夠迅速跟上指令值的動態變化并趨于穩態。同時可以觀察到直流側輸入電流和Boost電感電流也會處于相應的動態變化，并且快速趨于穩態，驗證了整個系統具有良好的動態響應性能。

圖6 動態性能實驗結果

6 結論

本文以差分升壓逆變器為研究對象，分析了其在不同調制方式下的運行機理，提出了工頻控制和高頻控制相結合的控制方式，實現了對差分升壓逆變器的半周期調制和單電流環并網控制，通過實驗和仿真驗證可以得到如下結論。

(1)采用單電流環控制對并網電流進行直接跟蹤，簡化了控制結構，提升了系統的動態響應性能，得到高質量的并網電流質量。

(2)半周期調制策略使功率開關管處于高頻工作狀態的時間縮短一半，有效降低了開關管的導通損耗，同時也能夠減小開關管承受的電壓應力和電流應力。