車用永磁同步電機系統效率提升研究

羅繼濤 李 育

(上海汽車變速器有限公司， 上海 201807)

0 引言

近些年來新能源汽車行業迅速發展，消費群體不斷擴大，尤其伴隨著智能駕駛、智能網聯概念的興起，購車群體趨于年輕化，購買者對整車性能的要求不斷提高，同時對新能源駕駛體驗及續航里程提出了更苛刻的要求。續航里程方面新能源汽車一直無法讓消費者滿意，通過增加電池容量的方式既受到整車成本和布置空間的約束。驅動電機作為新能源車上功率最大的用電零部件，其系統效率備受關注，尤其是中低轉速下效率的提升極為重要，因此國內外專家學者對驅動電機效率提升從各自領域做了深入的研究。

影響電機系統效率的因素主要有軟件控制策略、電機電磁設計方案和逆變器功率損耗。軟件控制策略因素主要分為如下三種：一最大轉矩電流比控制策略，二基于損耗模型的效率優化控制策略(Loss Minimizing Control, LMC)，三基于輸入功率最小優化控制策略[1]。文獻[1]提出一種基于開關頻率優化的直接轉矩控制電機系統效率優化的控制方法。文獻[2]分析了損耗與勵磁電流和轉速的關系，提出了一種不同條件下的最優控制方法。文獻[3-4]對比研究了最小損耗模型和最大轉矩電流比兩種控制策略對電機效率的影響，通過仿真手段證明基于最小損耗模型的方法在提高永磁同步電機效率方面更有效。文獻[5]提出了一種永磁同步電機高效快響應智能集成控制策略，電機運行在穩定狀態時，將基于損耗模型的優化策略和輸入功率最小的效率優化方法相結合，對電機控制系統進行效率優化。文獻[6]分析了參數變化對電機運行時系統效率優化的影響，通過分析得出，并非所有參數對優化電流都存在影響。文獻[7]提出一種基于約束條件參數值對能耗的相關度的參數優化方法，并根據此方法，在兩個不同的循環工況對電機結構參數進行了優化。文獻[8]提出了一種電機設計方法，引入了能量效率中心點概念，實現在 NEDC(New European Drive Cycle)路譜工況下對電機能耗和效率的快速評估，為電機效率的定向優化設計提供依據。逆變器功率損耗因素，碳化硅功率器件憑借更低的導通電阻，更短的導通時間，更高的開關頻率以及更小的反向恢復電流，相較于傳統硅基功率器件能擁有更低的開關損耗。因此碳化硅電機驅動器輸出的電流波形比硅基電機驅動器輸出的電流波形更接近于理想波形，從而減小電流總諧波畸變率(Total Harmonic Distortion, THD)，提高電機控制效率和整車動力系統效率，根據實測碳化硅控制器的效率有比較明顯的提升，比硅控制器高效區面積擴大了約 5%[9-12]。

綜上所述，碳化硅MOSFET是一種比較理想的開關器件，有高效及耐高溫的優勢，但是單件成本高，電磁干擾問題，封裝設計問題，模塊保護設計問題，依然比較突出，雖然有些學者從軟件策略方面提出了優化方案，但是對電機參數的依賴或大量復雜迭代運算對于產品量產應用帶來了很大挑戰。

本文提出一種基于IGBT逆變器的軟件變頻控制方法，該方法即可以識別堵轉工況自動降頻，又可以將電機當前的轉矩及轉速作為輸入通過線性查表方式實現連續變頻，通過臺架標定后可實現電機系統效率提升。

1 電機控制原理及軟件架構

車用永磁同步電機控制原理[13]如圖1，電機控制器通過整車CAN網絡接收VCU發送的電機控制模式、指令轉速、指令轉矩等信息，經過軟件中的CAN信息收發模塊解析后將信息傳送給轉矩協調模塊，轉矩協調模塊結合故障診斷模塊的故障碼對指令做限功率或其他后處理，之后將轉矩或轉速指令傳遞給電機控制模塊及變頻控制模塊，電機控制模塊根據轉矩協調模塊及變頻模塊的輸入信息，以矢量控制原理為基礎結合MTPA算法及弱磁控制算法經過SVPWM處理后輸出三相PWM占空比，經過主控芯片Infineon TC277的CCU6外設輸出中間對稱且上下橋互補的PWM信號，再通過硬件驅動6路IGBT輸出電壓，最終實現車用永磁同步電機的閉環控制。

圖1 電機控制原理

2 變頻控制策略設計

2.1 組件包圖及數據流圖

本文控制策略采用UML(統一建模語言)設計，在原有電機控制軟件基礎上優化變頻控制策略組件，如圖2變頻控制模塊包圖，變頻控制組件名稱為SWC_VF，其中由三個runnable組成分別是FSD，PFR，PAR。FSD模塊負責根據識別當前頻率狀態，PFR輸出PWM頻率供其他模塊使用，PAR模塊負責根據不同頻率調節輸出電流環PI參數，使得在不同頻率下都能輸出平穩的電流。

圖2 變頻控制模塊包圖

變頻控制模塊數據流如圖3，電機轉速信號Velocity及轉矩信號Torque作為FSD模塊輸入經過內部處理后輸出電機轉速，轉矩及當前頻率狀態信號PwmFreqState，PFR模塊根據FSD模塊的輸出信號決策輸出PWM的頻率數值Freq，PAR模塊接收Velocity及Freq信號內部處理后輸出D軸PI參數DxkpDxki,Q軸PI參數QxkpQxki，用于電機控制模塊的電流環控制。

圖3 變頻模塊數據流圖

2.2 FSD模塊設計

FSD模塊采用狀態機方式實現，如圖4所示。系統上電后進入默認狀態PWM0，PwmFreqState賦值為5 k，當轉矩大于200 N·m(可標定)且轉速小于50 r/min(可標定)持續一段時間后則進入堵轉降頻狀態PWM1，PwmFreqState賦值為2 k，當狀態處于PWM1后，轉矩小于50 N·m(可標定)或轉速大于200 r/min(可標定)持續一段時間后進入狀態PWM0；當狀態處于PWM0轉速大于300 r/min(可標定)持續一段時間后，則進入狀態PWM2，PwmFreqState賦值為連續變頻，當狀態處于PWM2后轉速小于250 r/min(可標定)持續一段時間，則進入PWM0狀態。

圖4 變頻狀態機

2.3 PFR模塊設計

PFR模塊判斷邏輯如圖5，首先判斷當前是否為2 k狀態，是則Freq賦值為2 000，否則判斷當前狀態是否為5 k，是則Freq賦值為5 000，否則進入連續變頻狀態，連續變頻狀態將根據當前轉速與轉矩做查表，頻率范圍5 kHz～10 kHz，具體數值不同電機系統需要搭載電機臺架做匹配標定。

圖5 PWM頻率輸出活動圖

2.4 PAR模塊設計

PAR模塊設計如圖6，D、Q的PI參數與PWM頻率及電機轉速有關，因此Dxkp, Dxki, Qxkp, Qxki,分別根據轉速及頻率做查表，具體數值不同電機系統需要搭載電機臺架做匹配標定。

圖6 PI參數處理圖

3 模型搭建及仿真

本文軟件為基于模型開發，MATLAB Simulink采用圖形化語言，具有易于實現，方便技術交流，測試資源豐富的特點，因此軟件根據前述設計并采用 Simulink搭建模型如圖7，Simulink test工具箱可協助開發者為模型和生成的代碼編寫基于仿真的測試，以及管理和執行這些測試如圖8，測試環境中，左側為測試用例的輸入，對功能驗證所需的變量進行設定；中間為被測對象，即連續變頻組件；右邊為測試結果的輸出，組成了該模塊的MIL測試環境。

圖7 Simulink模型

圖8 Simulink測試環境

4 驗證

本文提出的變頻控制策略驗證樣機使用的是上海汽車變速器公司自主開發的S-EDS150kW電橋系統，由于提出的變頻控制策略只針對于中、低速段，因此驗證工況定義為500 r/min～5 000 r/min以500 r/min等間隔分布，每個轉速點轉矩0 N·m～280 N·m以20 N·m等間隔分布，如下HIL測試為軟硬件系統集成測試，目的為驗證軟件策略搭載硬件后是否可以滿足功能需求，臺架測試為電驅系統集成測試，目的為對比變頻控制策略與固定頻率控制策略的系統效率差異。

連續變頻參數設置如表1，橫軸為電機轉速單位為r/min,縱軸為電機轉矩單位為N·m，表格內為PWM頻率單位為Hz。

表1 連續變頻表

4.1 HIL測試

軟件集成后通過編譯器編譯后生成HEX文件，將程序刷寫至HIL測試臺架如圖9，從圖10數據分析可知，在扭矩從0 N·m上升到220 N·m左右(轉速保持為0 r/min)，軟件判斷為堵轉狀態，PWM開關頻率由5 kHz降至2 kHz，實現了堵轉降頻的功能。同時，在扭矩從220 N·m下降到0 N·m后，軟件退出堵轉狀態，開關頻率由2 kHz恢復至5 kHz，PWM開關頻率恢復至正常狀態。從圖11數據分析可知，當電機轉速從0 r/min到10 000 r/min連續變化時，PWM開關頻率隨電機轉速線性變化，在線性變化區(2 000 r/min～4 000 r/min，可標定)，從5 kHz線性變化到10 kHz；由高速降到低速過程中，也符合開關頻率線性變化的要求，驗證了線性變頻功能。

圖9 HIL測試臺架

圖10 堵轉降頻

圖11 連續變頻

4.2 臺架測試

電力測功機臺架如圖12，效率測量設備使用橫河高精度功率分析儀WT3000E，對比有變頻控制策略及無變頻控制策略兩版軟件的效率數據差異，如圖13為有變頻策略系統效率減固定10 k頻率策略系統效率得到的差值，通過圖中數據可以直觀地看到1 500 r/min以下系統效率大幅提升，尤其在中小轉矩效率提升明顯，最大值可達到約2%，1 500 r/min以上系統效率提升略小約0.2%。

圖12 測功機測試臺架

圖13 有無變頻策略系統效率對比圖

5 結論

本文提出的變頻控制策略在不增加現有硬件物料成本的前提下，可實現電機系統的效率提升，具有方法簡單易于實現的優點，通過數據證明在低轉速段中小轉矩區間效率提升最大可達2%，中速段效率也有不同程度提升，由于整車NEDC循環工況大多處于低速中小轉矩，因此本文變頻控制策略也會有助于整車增加續航里程。