基于故障電流主動控制的柔性直流配電網故障定位方法

梅 軍，張丙天，朱鵬飛，葛 銳，嚴凌霄，陳蕭宇

（東南大學電氣工程學院，江蘇省南京市 210096）

0 引言

近年來，隨著電力電子技術的發展，柔性直流配電網憑借其線路造價低、損耗小、可實現有功和無功功率的單獨控制、電能輸送容量大［1-6］等優點，成為城市智能配電的重要發展方向。目前已建成的柔性直流配電工程多采用運行維護費用更低、可靠性更高的電纜線路輸送電能。這樣雖可以提高配電網的供電可靠性，但電纜線路一旦發生故障，大多是永久性故障。而且城市內的電纜線路多鋪設于地下，給故障檢修帶來一定困難。因此，需要依靠故障精確定位方法，確定故障位置，降低檢修難度。

國內外關于柔性直流線路故障的定位方法大體分為2 種：基于電網擾動特征的被動式故障定位法和利用換流站或附加設備注入故障探測波形的主動式故障定位法。前者是利用區內外故障的差異性特征作為故障定位的判斷標準［7-8］，能夠在故障發生后快速確定故障位置。但是隨著電力電子設備大量應用于配電網，電網故障暫態特征的復雜性大大增加，導致傳統被動式故障定位方法應用受限。主動式故障定位方法憑借其高可控性和精確性逐漸成為研究熱點。文獻［9-11］設計了一種基于RLC 模型的故障定位方法。此類方法需將故障完全隔離，然后利用附加設備和故障線路構成放電回路進行故障定位。這種隔離故障的離線式故障定位方法實時性差，并且附加設備提高了故障定位成本，降低了系統經濟性。

除了利用附加設備向故障點注入信號進行故障定位，還可利用換流站的高可控性向故障點注入信號進行故障定位。文獻［12-13］利用全橋型模塊化多電平換流器（MMC）的高可控性，提出全橋型MMC 注入特征信號的故障性質判別方法。但是該方法只能判斷故障性質，無法確定永久性故障的位置。文獻［14］基于雙端行波故障測距原理，利用小波變換模極大值標定行波波頭，實現故障測距。除了小波變換外，文獻［15-18］分別將Hibert-Huang 變換、獨立分量法、數學形態學和固有頻率法應用到行波信號的分析處理中，檢測并識別行波波頭。文獻［19］提出半橋型換流站和直流斷路器配合向故障點注入電壓信號的方法，這實際是將行波法和主動注入法結合用于故障定位。以上方法本質上都是利用行波確定故障位置，但是對于線路較短的直流配電網，在第1 個行波完全注入之前，行波在線路端點和故障點之間可能已發生多次折反射，干擾故障行波的正常檢測。同時考慮采樣頻率的限制，第1 個反射波的波頭存在被漏檢的風險。除了向故障點發射行波，文獻［20］還提出基于主動探測式的直流線路單端量故障定位方法，即注入特定頻率故障電壓，然后利用故障分析法進行故障定位。然而該方法需要復雜的控制策略以消除對端換流站的影響，同時當線路近端發生金屬性故障時，注入電壓信號可能帶來巨大沖擊電流，威脅電力電子設備的安全運行。

為解決直流配電網故障定位問題，提高故障定位的速度和性能，本文提出基于故障電流主動控制的柔性直流配電網故障定位方法。與現有方法相比，本文采取電流信號注入方式，在非對稱直流配電網中，利用故障電流分段注入法，階段Ⅰ進行故障限流，階段Ⅱ用來精確定位。仿真結果表明，本文方法能在10 ms 內確定故障位置，同時具有較高的定位精度。

1 典型直流配電網結構與控制模式分析

1.1 典型直流配電網結構分析

目前，中國先后建成的柔性直流配電工程主要有采用混合型換流站的貴州五端柔直工程［21］、許繼園區交直流互聯配電示范項目、張北小二臺柔性變電站示范工程和采用基于單母線分段“雙端環形”網架結構設計方案的蘇州中壓直流配電示范工程［22］等。

本文參考蘇州中壓直流配電示范工程的非對稱式結構，以雙端非對稱、“手拉手”式柔性直流配電網為典型研究對象。具體拓撲如圖1 所示，其中換流站MMC1 采用了附錄A 圖A1 中的混合型子模塊結構，全橋子模塊（full-bridge sub-module，FBSM）占比為50%［23］，通常工作于電壓控制模式。功率型換流站MMC2 則可根據系統造價以及供電可靠性要求，選擇采用基于半橋子模塊（half-bridge submodule，HBSM）的MMC 拓撲或者同樣采用混合型換流站的對稱式電網結構。相對而言，半橋型MMC 換流站所需電力電子器件數量較少、成本較低，但是可控性較差，不具備故障電流主動控制能力等，因此需要利用直流斷路器（direct current circuit breaker，DCCB）實現故障隔離。

圖1 雙端非對稱直流配電網換流站配置方案Fig.1 Configuration scheme of converter stations for asymmetric double-terminal DC distribution network

為了有效抑制主線路直流短路故障時DC/DC變換器高壓側電容的快速放電以及電流主動控制時對DC/DC 高壓側電容充電的分流效應，對傳統的電容接入回路進行重新設計。如附錄A 圖A2 所示，在高壓側電容回路串接2 個方向相反的開關管，當直流線路發生短路故障時，控制絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）S1、S2斷開，DC/DC 輸入端口斷路器立即開始動作，通過S1、S2與斷路器的配合，可以快速切除電容回路，有效阻止對電容的充放電，保證階段Ⅱ信號注入式故障電流降為零。以蘇州中壓配電示范工程為例，可以在5 ms 內隔離DC/DC 支路，此時階段Ⅱ還未注入，因此不會對故障定位精度產生影響。

1.2 基于半全混合MMC 的故障穿越控制策略

圖1 中換流站MMC1 的控制系統由3 個部分組成：交流控制環路、模式選擇控制及直流調制比Mdc控制，典型控制框圖如附錄A 圖A3 所示。

系統正常運行時，交流控制環d軸采用定子模塊電容電壓平均值控制，q軸采用定無功功率控制，模式選擇控制為定直流電壓控制或定有功功率控制。HBSM 的工作模式如附錄A 圖A4 所示，該子模塊由一對帶續流二極管的IGBT 和電容C 構成，通過控制VT1 導通、VT2 關斷可實現輸出為子模塊電容電壓Uc，反之控制VT1 關斷，VT2 導通輸出零電平。FBSM 工作模式如附錄A 圖A5 所示，系統正常運行時，VT3 一直關斷，VT4 一直導通，VT1 和VT2 的控制邏輯與半橋子模塊一致，因此全橋子模塊在系統正常運行時可視作半橋子模塊。

當系統檢測到故障后，模式選擇控制切換為故障電流主動控制模式，此時故障電流在經過一定時間的調節后，可以很快跟隨故障電流參考值。當系統切換為主動控制模式時，VT3 一直導通，VT4 一直關斷。控制VT1 關斷，VT2 導通，FBSM 輸出電平為-Uc；控制VT1 導通、VT2 關斷，FBSM 可輸出零電平，主動控制時FBSM 的工作模式如附錄A 圖A6 所示。

2 故障后主動注入電流參考值設計原則

在設計故障電流參考值時，首先應考慮換流站各電力電子器件的極限工作條件，包括電流、電壓及其變化率的極限值。此外，還應考慮換流站對故障電流的控制能力，為了保證主設備在故障過程中處于安全狀態，需控制故障電流所包含的能量遠小于故障時的暫態電氣能量，確保根據主動控制所得到的故障電流信號能夠實現故障檢測即可，而不損壞電力電子設備。同時，為了滿足故障定位的快速性，注入操作的持續時間越短越好。

基于以上分析，本文提出以故障電流參考信號作為故障檢測時的主動探測信號參考值i1ref，如圖2所示。

圖2 故障電流參考信號Fig.2 Reference signals of fault current

主動探測信號參考值i1ref的表達式為：

式中：k為參考信號衰減斜率；I1ref為階段Ⅱ電流信號幅值；ω為階段Ⅱ正弦信號角頻率。

假設系統在t0時刻發生直流短路故障，故障電流i1迅速上升，t1時刻保護裝置檢測到故障后，混合MMC 控制系統的控制模式立即切換為故障電流主動控制模式。同時MMC2 端和直流負載的直流斷路器開始動作，目前混合式直流斷路器的最快動作時間為2～3 ms［24］，而固態式直流斷路器可在0.4 ms內將故障電流轉移到轉移支路，并且在1.89 ms 內避雷器完成能量吸收［25］。因此，在利用階段Ⅰ信息進行故障定位時，設計預留3 ms 的時間窗。在實際工程中，階段Ⅰ時間可根據實際斷路器工作特性適當延長，本文設計為5 ms。

故障電流參考信號的持續時間為t1～t3，分為階段Ⅰ和階段Ⅱ。階段Ⅰ為從t1開始，以特定斜率k衰減的直線衰減信號。階段Ⅱ為從t2時刻開始，到t3時刻結束的反向正弦高頻信號。

階段Ⅱ的高頻正弦信號設置為正向和反向的仿真結果如附錄A 圖A7 所示，由仿真結果可以看出，參考曲線為正向時導致曲線Ⅰ段和Ⅱ段接點處斜率發生突變，故障電流與參考曲線存在一定誤差，而反向時故障電流可基本實現無誤差控制。因此，考慮到與階段Ⅰ保持一致的平滑性，便于比例-積分（PI）控制故障電流快速跟隨參考電流信號，將階段Ⅱ設置為反向正弦。

2.1 參考信號階段Ⅰ的設計原則

對于參考信號階段Ⅰ的設計，首先要考慮電力電子器件的耐壓、耐流能力，在此基礎上考慮di/dt參數是否在電力電子器件參數設計要求范圍之內，過高的di/dt會通過IGBT 和緩沖電路之間的線路電感引起開關動作時的電壓過沖。本文系統穩態工作電流為0.5 kA，MMC 換流站關鍵設備的耐受電流能力僅為額定電流的2～3 倍。考慮到直線衰減段的時間為5 ms，因此最大斜率設為300 A/ms。

此外，還應考慮換流站對故障電流的控制能力。采用故障電流主動控制策略時，階段Ⅰ的故障電流和電壓滿足式（2）。

式中：u1（t）為故障暫態電壓；i1（t）為故障暫態電流；x為故障點到MMC1 端的距離；l為單位長度電感；R1為故障點到MMC1 端的等效電阻；Rf為故障過渡電阻。

設階段Ⅰ故障電流的斜率為k：

對式（1）兩端同時求導，有

式中：fs為子模塊投切頻率。

由式（4）可知，階段Ⅰ信號的斜率與子模塊電容電壓、子模塊投切頻率、過渡電阻以及線路電阻有關。Uc和fs的取值如附錄B 表B1 所示，過渡電阻范圍為0～100 Ω。過渡電阻取最大值時，線路阻抗可忽略不計，斜率取最小值，此時k=-20 A/ms。

綜上，階段Ⅰ的斜率范圍為-300～-20 A/ms，本文取斜率為-150 A/ms。

2.2 參考信號階段Ⅱ的設計原則

1）幅值設計原則

故障電流參考信號的幅值選擇應兼顧檢測裝置、電力電子器件的耐受故障電流能力和系統沖擊的要求。本文設計穩態電流為參考信號的最大閾值，在實際中，參考信號幅值最大值可根據器件實際參數而適當改變。其次，為了分流器能夠準確獲取電流信號，電流幅值應接近于分流器量程，本文取電流最小閾值為0.05Idcn，Idcn為額定電流。實際工程應用時，最小閾值可根據實際分流器量程而確定。

此外，當系統發生高阻短路故障時，忽略線路阻抗，故障電壓幅值U1=I1refRf，即使參考信號取最小值0.05Idcn，仍然可能造成故障電壓超過電壓傳感器的量程，使電壓信號失真。當系統發生金屬性故障時，故障電壓幅值遠小于傳感器量程而造成極大的測量誤差。設電壓傳感器的量程為Udcn，為保證電壓測量準確，設電壓范圍應滿足0.9Udcn＜Udc＜Udcn，則對應電流應滿足式（5）。

綜上所述，實際應用時，參考電流的幅值受到分流器量程、器件耐電流能力和過渡電阻的限制。在實際測量時，分流器量程和器件參數已知，因此過渡電阻的值對于階段Ⅱ參考電流幅值的設計具有重要參考依據，而過渡電阻可根據階段Ⅰ大致求得。

2）頻率設計原則

對于故障參考電流的頻率選擇，為了保證故障定位的快速性，故障參考電流的頻率越高越好，前文設計中提到，階段Ⅰ和故障檢測時間實際為6 ms，為了能在10 ms 進行故障定位，參考信號的頻率應大于250 Hz。但是在實際工程中，參考電流的頻率受到換流器子模塊的投切頻率和故障電流控制能力的限制。因此，參考電流的頻率首先應遠小于換流器子模塊的投切頻率，如舟山五端、南澳三端、上海南匯柔性直流輸電工程中子模塊投切控制頻率都為10 kHz［26-27］。因此，高頻段的頻率應選在1 kHz以下。

此外，如直線衰減段所述，還應考慮換流站對故障電流的控制能力。頻率過高的參考信號將會導致故障電流實際值與參考值之間的誤差變大，附錄A圖A8 為階段Ⅱ參考信號頻率為400 Hz 與1 kHz 的仿真對比。由對比結果可見，400 Hz 時故障電流能夠較為準確地跟隨參考值；而1 kHz 時故障電流實際值與參考值之間的誤差較大，這將對故障距離的計算帶來較大影響。

因此對于正弦故障電流，其斜率變化最大值應在故障電流控制能力之內，即滿足式（6）。

式中：i1ref（t）為故障電流參考信號時域表達式；φω為參考信號相位。由式（6）可得到階段Ⅱ頻率應小于500 Hz。

綜合以上信息，本文高頻段頻率可選范圍為250～500 Hz。由于配電網的線路較短，因此不考慮高頻信號在線路上的衰減作用，本文選取高頻段正弦信號頻率為400 Hz。

3 故障定位原理和流程

3.1 階段Ⅰ過渡電阻計算原理

對于圖3 所示的故障電路模型，分別考慮其中電感、電阻的電壓電流關系列寫回路方程：

圖3 MMC2 隔離后等效電路Fig.3 Equivalent circuit after MMC2 is isolated

式中：r為單位長度線路電阻。

式（7）有故障距離x和過渡電阻Rf兩個未知變量，將i1(t)r+l(di1(t)/dt)看作整體，在多個采樣時間點提取多組數據，最后利用最小二乘法求解式（7）［28］。

本文參考電流階段Ⅰ斜率一定，故可認為此階段故障電流導數項為定值，利用特定斜率信號減小導數項的影響。但是考慮階段Ⅰ的實際有效數據窗僅為2 ms。而最小二乘法所需數據窗的長度選擇5～10 ms 為宜［29］，因此階段Ⅰ過渡電阻計算結果只是給階段Ⅱ做粗略參考，不需要其計算結果十分精確。

3.2 階段Ⅱ故障定位原理

對于偽雙極直流配電網，單極接地故障后極間電壓不變，系統仍然可以運行一段時間，因此本文以雙極短路故障為例分析其定位原理。圖1 所示系統在f點處發生雙極短路故障，當MMC2 端和直流負載被隔離后，故障電流通路如圖3 所示。

將正弦交流電壓和電流用相量表示，考慮電阻、電感與正弦電壓電流的關系，可得式（8）。

式中：U1為故障電壓幅值；I1為故障電流幅值；θ為電壓初始相位；φ為電流初始相位。

利用故障電流和電壓的幅值和相位關系可得式（10）。

解得故障距離表達式為：

利用式（11）可計算得到在特定頻率下的故障距離。從故障距離表達式來看，故障定位精度受到電壓電流信號的幅值、相位差以及注入信號角頻率的影響。

3.3 故障定位流程

以雙極短路故障為例分析所提方法的故障定位流程，故障定位流程如附錄A 圖A9 所示。

1）直流配電網發生雙極短路故障后，線路電壓快速降低，當電壓變化率滿足保護判據條件時，半全橋混合換流站MMC1 立即切換為故障電流主動控制模式，同時半橋換流站MMC2 端直流斷路器立即動作，DC/DC1 與DC/DC2 可投切模塊立即動作將高壓側電容隔離。

2）故障電流首先進入階段Ⅰ，本階段主要作用是快速抑制故障電流以滿足階段Ⅱ注入時故障電流降為零。考慮到斷路器的動作時間、半全混合換流站MMC1 的PI 調節時間以及DC/DC 模塊可投切電容的控制時間，設置3 ms 的延遲，然后再提取階段I 的故障電流、電壓信息，并計算過渡電阻。

3）對于對故障定位精度要求較高的柔性直流配電網，待故障電流抑制到零后，繼續注入階段Ⅱ反向正弦高頻電流，最后提取本階段的故障電流信息進行故障精確定位。

4 仿真分析

為了驗證所提故障定位方法的有效性，在PSCAD/EMTDC 中搭建如圖1 所示的仿真模型。直流線路額定電壓為±10 kV，換流站MMC1 采用半全橋混合子模塊，控制方式采用定子模塊電容電壓、定無功功率、定直流電壓控制，換流站MMC2 采用半橋子模塊，控制方式采用定無功功率和定有功功率控制。仿真系統的具體參數詳見附錄B 表B1。

4.1 故障定位驗證

假設系統在1 s 時發生雙極短路故障，故障距離為3 km，過渡電阻為10 Ω。選取階段Ⅰ參考電流的斜率為-150 A/ms，階段Ⅱ參考電流頻率為400 Hz，幅值為0.1 kA（此階段只驗證階段Ⅱ定位的可行性，因此參考信號幅值設為定值）。系統的仿真結果如附錄A 圖A10 至圖A22 所示。

1）不同端口的輸出電壓、電流分析

附錄A 圖A11 為各端口故障時電壓與電流仿真波形，其中圖A11（a）、（b）分別為DC/DC1 與DC/DC2 高壓側電壓和注入電流波形（電壓、電流方向標注在附錄A 圖A10 中）。由圖可以看出，故障發生后，DC/DC 的高壓側電容首先放電并向故障點注入電流，這導致故障點電流與MMC1、MMC2 端輸出電流不同（如附錄A 圖A12 所示）。在1.001 s 通過可投切模塊將DC/DC1 與DC/DC2 高壓側電容切除，消除負載模塊對故障電流的影響。附錄A 圖A11（c）、（d）分別為MMC2 端輸出電壓與電流波形，可見，故障發生后，MMC2 端電壓首先迅速降低。在1.001 s 檢測到故障后，直流斷路器立即動作并在2 ms 內將換流站MMC2 完全隔離，即MMC2 輸出電流I2迅速降為零。因此1.003 s 后，故障點的電流全部由換流站MMC1 提供。

2）MMC1 端口輸出電壓、電流及定位驗證

換流站MMC1 端口輸出電流與電壓波形如圖4所示。t1～t2時間段曲線為階段Ⅰ故障電流與電壓的仿真結果，從圖中可以看出，系統在t1=1.001 s 切換為故障電流主動控制模式后，故障電流i1只需經過極短的時間調節（約為0.5 ms），即可跟隨故障電流參考曲線i1ref。在1.003 s 時，換流站MMC2 端的直流斷路器跳開，MMC2 端完全隔離，故障點電流將會引起一小段波動，但是在MMC1 端電流控制作用下，又會很快跟隨參考值，考慮到PI 調節時間，再設置1 ms 的延遲時間，即在1.004 s 時開始提取階段Ⅰ內的故障電流與電壓信息。

圖4 故障電流、電壓仿真結果Fig.4 Simulation results of fault current and voltage

最小二乘法解階段Ⅰ的超定線性方程組，得故障距離x=2.648 3 km，過渡電阻Rf=9.676 2 Ω。故障測距誤差為［30］：

式中：xerror為故障測距誤差；L為線路總長；xset為預設故障距離。

利用最小二乘算法對圖4 中t2～t3時間段內反向正弦高頻段的故障電流和電壓仿真結果進行擬合分析，擬合函數為：

式中：a為擬合函數的幅值；b為相位；c為補償系數。

擬合仿真結果如圖5 所示。圖5（a）為故障電流擬合結果，其中，故障電流擬合曲線的幅值a=-0.103 9 kA，相位b=1.237 rad。圖5（b）為故障電壓的擬合結果，故障電壓擬合曲線的幅值a=-1.51 kV，相位b=1.945，根據式（11）可得x=2.953 5 km，測距誤差為0.465%。在擬合過程中，幅值和相位都是一個范圍值，選取范圍邊界的中值作為最終擬合結果，這是擬合方法本身帶來的誤差，無法避免，但這些誤差在可接受范圍內。

圖5 高頻段故障電壓電流擬合結果Fig.5 Fitting results of high-frequency fault voltage and current

附錄A 圖A13 為10 Ω 過渡電阻下，故障距離為5 km 和7 km 故障距離時MMC1 端輸出電壓和電流的仿真波形。附錄B 表B2 為10 Ω 過渡電阻下，其他故障距離下故障定位統計結果。由表B2 可見，和直流衰減段定位誤差相比，反向正弦高頻段的故障定位精度明顯遠高于直線衰減段，且在不同故障距離下，定位誤差率可以保持在1%以內。

4.2 與其他定位方法對比

為了更好地體現本文所提故障定位方法的優勢與特點，本文分別與注入法和解析法進行對比。

附錄B 表B3 為本文所提方法與參考文獻［7］所提改進注入法對比結果。附錄B 表B4 為本文所提方法與參考文獻［30］解析法的故障定位精度對比結果。

由以上對比可見，本文所提故障定位方法與改進注入法和解析法相比具有相當的定位精度。且與改進注入法相比，本文不需要附加設備注入信號；與解析法相比，本文不需要復雜的數據處理過程，只需對采樣數據擬合，得到正弦信號的基本參數即可求解，而解析法需要對采集的數據進行數值微分和積分處理。

4.3 噪聲影響驗證

選取信噪比為25 dB 的白噪聲，對直流線路1、3、5、7、9 km 處發生雙極短路故障時的故障定位方案進行驗證，過渡電阻取10 Ω。階段Ⅰ的主要作用是抑制故障電流和故障初定位，對故障定位精度要求不高，因此只對高頻段進行噪聲干擾驗證。故障電流、加入噪聲后的故障電流以及擬合結果如附錄A 圖A14 至圖A18 所示。

由于選擇的噪聲信號具有隨機性，因此考慮對同一信號多次加入噪聲，最后將計算結果取平均值并匯總至附錄B 表B5。由統計結果可見，加入噪聲干擾雖會使故障性能受到影響，但是考慮均值處理后的定位結果仍然在可接受范圍內。因此，本文所提故障定位方法具有一定的抗噪聲干擾能力。

4.4 過渡電阻影響驗證

對不同過渡電阻下不同故障距離進行仿真驗證，附錄A 圖A19 至圖A21 分別為0.1 Ω（模擬金屬性接地故障）、50 Ω 以及100 Ω 時MMC1 端輸出電壓及電流仿真結果。由仿真結果可以發現，利用階段Ⅰ信息進行故障定位，當過渡電阻較大時，在1.003 s 斷路器完全斷開之后，會引起MMC1 端輸出電壓驟降，使得PI 調節器甚至無法在1 ms 內完成電流調節（如附錄A 圖A21 所示），因此階段Ⅰ的耐過渡電阻能力較弱。由于有階段Ⅰ這個過渡過程，階段Ⅱ的故障電流可以在較高的過渡電阻下較好地跟隨參考值。

附錄B 表B6、表B7 分別為不同過渡電阻下故障定位距離和定位誤差百分比的統計結果。由統計結果可知，過渡電阻為50 Ω 甚至100 Ω 時，故障測距的誤差率基本可以控制在1%以內。對于較為嚴重的金屬性故障，由于線路阻抗較小，因此故障電壓幅值較小，這增大了端口電壓的擬合誤差。但是由擬合計算結果可知，金屬性故障時的定位精度仍在1.5%以內。通過與10 Ω 過渡電阻定位結果對比發現，過渡電阻Rf對故障定位精度有一定影響，在其他影響因素一定的情況下，過渡電阻越大，定位誤差越大，但是在一定范圍內，本文所提方法定位精度仍保持在較高范圍內。驗證結果表明本文方法既有一定的定位精度，又有一定耐過渡電阻能力。

4.5 階段Ⅱ自適應控制驗證

由以上仿真分析可知，高阻短路故障時，如Rf=100 Ω，端口電壓幅值甚至達到±10 kV。若不對端口電壓幅值加以限制，可能會造成端口電壓超過傳感器量程而失真。同時過渡電阻過小時，端口電壓幅值遠小于電流傳感器量程，造成電壓測量不精確。因此，利用階段Ⅰ粗略計算過渡電阻，為階段Ⅱ故障電流幅值設計提供參考。

附錄A 圖A22 為3 km 故障距離下，過渡電阻為0.1 Ω 和100 Ω 時電流幅值自適應選擇以及對應端口電壓響應結果。由仿真結果可見，低阻接地故障時，若電流幅值保持一定，則會使端口電壓過低，圖中低于2 kV；高阻接地故障時，則會使端口電壓過高甚至超過傳感器量程。低阻接地故障時電流幅值增加為0.4 kA，高阻接地故障時電流幅值減小為0.05 kA，由仿真結果看，可將端口電壓幅值限定在一個范圍內，保證在此范圍內的電壓有最精確的測量結果。在實際應用過程中，電壓幅值范圍可根據傳感器量程進行重新取值。

5 結語

本文提出一種基于故障電流主動控制的柔性直流配電網故障定位方法。仿真結果表明，所提方法定位精度基本可以穩定在1.5%以內。此外，該方法還具有一定抗噪聲干擾和耐過渡電阻能力。與改進注入法相比，本文方法不需附加設備，可以節省成本。與解析法相比，本文方法不需要復雜的數據處理，簡化了故障定位過程。

本文所提故障定位方法適用于雙端直流配電網，結構更復雜的多端直流配電網的故障定位方法仍有待進一步研究。

附錄見本刊網絡版（http：//www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx），掃英文摘要后二維碼可以閱讀網絡全文。