基于電力電子變壓器隔離變壓的復合礦用變頻器

張桂林， 王毅穎， 劉建功， 陳龍飛， 劉文壯

(1.河北工程大學 機械與裝備工程學院， 河北 邯鄲 056000；2.河北省煤炭生態保護開采產業技術研究院， 河北 邯鄲 056000)

0 引言

近年來，交流變頻技術在煤礦機電控制領域得到了推廣應用，大量礦用變頻器被用于電動機變頻調速[1-2]。動力總線的高壓電經過多級工頻變壓器降壓后輸入到對應電壓等級的變頻器，變頻器將工頻電變換成電動機實際工況所需頻率，濾波后經過長電纜傳輸驅動電動機進行調速[3-5]。工頻變壓器和變頻器體積龐大，變頻器一般需專門放置在巷道或者硐室中，使井下工作空間更加狹窄。

電力電子變壓器一般是指通過電力電子技術及高頻變壓器實現的具有但不限于傳統工頻變壓器功能的新型電力電子設備[6-8]。若用電力電子變壓器代替工頻變壓器，并將其與變頻器融為一體，在變壓的同時變頻輸出，可有效減小變壓器和變頻器整體的體積和質量，提高功率密度和工作效率。

在變頻調速控制算法方面，空間矢量脈寬調制(Space Vector Pulse Width Modulation，SVPWM)算法具有直流母線電壓利用率高、輸出電壓諧波含量少等優點，是當前電動機變頻調速控制的主流算法。針對傳統的煤礦井下礦用變頻器SVPWM算法計算復雜、輸出的三相交流電壓諧波含量較高的缺點,文獻[9-10]提出了基于60°坐標系的礦用變頻器SVPWM算法及其改進算法,通過分解或轉換坐標系一定程度上減少了運算量。文獻[11-12]提出了一種基于120°坐標系的新型SVPWM算法，該算法擺脫了復雜的坐標變換及運算過程，有效地簡化了SVPWM算法的結構，縮短了算法程序的執行時間，提升了算法的運行效率，進而可提高礦用變頻器工作效率。

基于此，本文分析了變壓器工作頻率與其體積的理論關系，提出了一種基于電力電子變壓器隔離變壓的復合礦用變頻器拓撲結構；給出了該拓撲各級的控制策略，采用文獻[11]所提算法控制變頻輸出級。通過仿真模擬和實驗驗證了該變頻器設計方法的正確性和可行性。

1 變壓器工作頻率與體積的關系

典型的變壓器結構如圖1所示。

圖1 典型的變壓器結構Fig.1 Typical transformer structure

結合圖1,變壓器傳輸功率P為[13]

P=∑UI=KvfBmaxJ0kfAckuWa

(1)

式中：U，I分別為變壓器每個繞組上的外加電壓和電流；Kv為波形因數，當工作波形為正弦波時，Kv為4.44，當工作波形為方波時，Kv為4.0；f為變壓器工作頻率；Bmax為最大磁感應強度；J0為每個繞組中使用的相同電流強度；kf為磁芯疊片系數，一般為0.95；Ac為磁芯橫截面積；ku為窗口利用因數，通常為0.4；Wa為繞組窗口面積。

磁芯橫截面積Ac與繞組窗口面積Wa的乘積代表了磁芯的尺寸，可用窗口橫截面積Ap來表示，即Ap=AcWa。重新整理式(1)可得

P=∑UI=KvBmaxJ0kfkufAp

(2)

由式(2)可知，當Kv，Bmax，J0，kf，ku及P一定時，工作頻率f與窗口橫截面積Ap成反比，即傳輸功率一定時，變壓器工作頻率越高，其尺寸(體積)可設計得越小。因此，在傳輸功率相同的情況下，與工頻變壓器相比，高頻變壓器的尺寸更精簡，體積更小，功率密度更高。

2 復合礦用變頻器拓撲結構

目前，在礦用變頻器拓撲結構中，常見的變頻調制電路拓撲有交-交型和交-直-交型2種[14]。其中交-直-交型變頻調制電路拓撲具有動態性能好、輸出電能質量高的優點，在變頻器上得到了越來越多的應用。常見的交-直-交電壓型變頻器拓撲結構直流環節是濾波電容，不包括電力電子變壓器(包含高頻變壓器的DC-DC變換器)，不具有多次變壓和隔離的功能。如何在保證輸出三相變頻電壓質量的同時，減少電力電子開關器件數量，降低產品成本，并使變頻器具有隔離、變壓的復合功能，是值得考慮的問題[15]。

本文用電力電子變壓器(包含高頻變壓器的DC-DC變換器)取代常見拓撲中的中間濾波電容，提出了一種基于電力電子變壓器的復合礦用變頻器拓撲結構，如圖2所示。

圖2 復合礦用變頻器拓撲結構Fig.2 Topological structure of composite mine inverter

復合礦用變頻器拓撲由三相整流輸入級、中間隔離變壓傳輸級和三相變頻輸出級組成。輸入級由二極管不控整流H橋、電網側濾波電感Lp1—Lp3及直流側穩壓支撐電容Cp構成；傳輸級由高頻變壓器、一次側IGBT單相逆變H橋和二次側二極管不控整流H橋構成；輸出級由直流側穩壓電容Cs和IGBT三相逆變變頻H橋構成。變頻器輸出端和負載間加裝LC濾波器，進行濾波處理。

該拓撲中，全控型開關器件IGBT的數量僅為全部功率器件數量的一半，從而減少了變頻器的開關損耗，降低了硬件復雜度和生產成本，提升了效率和可靠性。

3 變頻器各級拓撲控制策略

3.1 輸入級控制

輸入級電路拓撲結構如圖3所示。

圖3 輸入級電路拓撲結構Fig.3 Input stage circuit topology

顯然，三相正弦交流電通過由二極管組成的H橋變換器并經電容Cp濾波穩壓后可實現整流，且整流后的直流電壓Udc1的極性為上正下負。

3.2 傳輸級控制

高頻變壓器是電力電子變壓器中的核心器件，具有體積小、功率密度高、傳輸效率高等優點，適用于高頻變壓場合。傳輸級電路拓撲結構如圖4所示。高頻變壓器的主要作用是實現一次側和二次側系統的電氣隔離、電壓等級變換和能量傳遞。

圖4 傳輸級電路拓撲結構Fig.4 Transmission stage circuit topology

在中間傳輸級控制策略設計中，對于高頻變壓器一次側逆變H橋電路拓撲，采用等脈寬調制(Equal Pulse Width Modulation，EPWM)算法，使S1，S4兩個開關管輸入的驅動方波信號相同，S3，S2兩個開關管輸入的驅動方波信號相同，且使同一橋臂上下2個開關管輸入的驅動方波信號相位差為90°，形成互鎖。即直接采用開環控制將輸入級整流輸出的直流電調制成占空比為50%、頻率為10 kHz的高頻方波。

逆變H橋電路的工作過程如下：前半周期，令S3，S2導通，S1，S4截止，則高頻變壓器原邊中的電壓為上正下負；后半周期，令S3，S2截止，S1，S4導通，則高頻變壓器原邊中的電壓為下正上負。上述2種狀態不斷反復交替，則高頻變壓器原邊電壓為交變方波電壓，經高頻變壓器變壓耦合到二次側后，再由不控整流H橋變換器同步整流還原成直流電壓。這種控制方式的優點是控制系統簡單、可靠性好。

3.3 輸出級控制

輸出級電路拓撲結構如圖5所示。

圖5 輸出級電路拓撲結構Fig.5 Output stage circuit topology

采用文獻[11]提出的120°坐標系下快速SVPWM算法實現輸出級三相交流電壓變頻變壓調試。實驗時，將SVPWM算法程序通過計算機中的CCS軟件編譯并下載到處理器中，通過DSP引腳輸出信號控制IGBT三相逆變H橋開關管S5—S10的通斷，從而將直流母線電壓Udc2逆變為三相正弦交流電壓并變頻變壓輸出。

4 仿真分析與實驗驗證

4.1 仿真分析

4.1.1 建模及參數設置

采用Matlab/Simulink軟件建立復合礦用變頻器仿真模型，如圖6所示。

圖6 復合礦用變頻器仿真模型Fig.6 Simulation model of composite mine inverter

鑒于建模的變頻器為開環系統，為使SVPWM算法計算更加方便，對算法中一些參數進行了定義：設三相變頻輸入直流母線電壓Udc2為300 V，則三相交流參考相電壓的幅值Um在不發生過調制情況下最大可設置為173.2 V，本文設Um為100 V，初始參考頻率f0為50 Hz，IGBT管開關頻率(載波頻率)fc為10 kHz。當實際輸入直流母線電壓Udc2為其他值時，實際輸出的三相變頻相電壓幅值會按比例(Udc2/Um=3)相應增大或減小。當Udc2一定時，通過修改算法中三相參考電壓的幅值Um(即改變Udc2/Um的值) 和頻率f0，就能改變變頻器實際輸出的相電壓幅值和頻率，進而可實現電動機的恒壓頻比變頻調速。仿真時間設置為0.5 s。

4.1.2 仿真結果及分析

將各級示波器數據導出到Matlab仿真數據顯示圖窗中并建立坐標系，得到各級仿真結果，如圖7所示。

(a) 三相輸入相電壓(f=50 Hz)

(b) 中間級輸入電壓Udc1和輸出電壓Udc2

(c) 變壓器一次側逆變方波U1(f=10 kHz)

(d) 變壓器二次側耦合方波U2(f=10 kHz)

(e) 三相變頻輸出相電壓波形(f1=40 Hz)

(f) 三相變頻輸出相電壓波形(f2=50 Hz)

(g) 三相變頻輸出相電壓波形(f3=60 Hz)

輸入級輸入相電壓有效值為660 V、頻率為50 Hz的三相正弦交流電壓Ua0，Ub0，Uc0，經不控整流后得到直流電壓Udc1，穩定值約為1 616 V，如圖7(b)所示。觀察Udc1電壓紋波情況，發現在0～0.05 s時間段內有電壓紋波成分。Udc1輸入到EPWM逆變調制算法控制的中間級變壓器一次側，得到逆變方波U1，如圖7(c)所示，可見電壓幅值為1 616 V，頻率為10 kHz。方波U1經過高頻變壓器隔離變壓后得到二次側耦合方波U2，如圖7(d)所示，可見U2約為933 V，頻率為10 kHz，U2與U1的幅值比為14∶24.23，說明U1通過高頻變壓器實現了電壓等級變換。將U2輸入變壓器二次側不控整流H橋，得到中間級輸出電壓Udc2，其電壓波形平滑上升至0.05 s后趨于穩定，穩定后Udc2與Udc1的幅值比為14∶24.23。對比分析圖7(b)可知，Udc1經過中間級隔離變壓后，得到的Udc2波形上升期間更平滑。將Udc2輸入到輸出級三相變頻電路，改變SVPWM算法中三相參考電壓頻率f0的值，得到不同頻率(f1—f3)的三相輸出相電壓波形，如圖7(e)—圖7(g)所示，三相變頻正弦交流電Ua1—Ua3，Ub1—Ub3，Uc1—Uc3相電壓幅值Um≈Udc2/3，相位互差120°，三相電壓波形相位對稱且正弦度良好。

4.2 實驗驗證

4.2.1 實驗平臺

為了驗證基于電力電子變壓器的復合礦用變頻器的正確性、可行性及有效性，根據其拓撲結構，利用DSP TMS320F28335、IGBT模塊、單變比高頻變壓器和LC濾波器等搭建實驗平臺，進行實驗驗證，如圖8所示。

圖8 復合礦用變頻器實驗平臺Fig.8 Experiment platform of composite mine inverter

實驗參數設置：高頻變壓器工作頻率為10 kHz，變比為1；交流側電感Lp1=Lp2=Lp3=2 mH，兩側穩壓直流電容Cp和Cs為400 V/820 μF；LC濾波器電感為3 mH，電容為4.7 μF。

將相電壓有效值為110 V、頻率為50 Hz的三相正弦交流電供給輸入級，用FLUKE示波器和HIOKI電能質量分析儀測試各級輸出波形。

4.2.2 實驗結果及分析

變頻器拓撲各級實驗波形如圖9所示。

(a) 輸入級三相正弦相電壓波形(f=50 Hz)

(c) 變壓器一次側逆變電壓U1和二次側耦合電壓U2

(d) 輸出級三相正弦相電壓(f1=40 Hz)

(e) 輸出級三相正弦相電壓(f2=50 Hz)

(f) 輸出級三相正弦相電壓(f3=60 Hz)

5 結論

(1) 提出了基于電力電子變壓器隔離變壓的復合礦用變頻器拓撲結構，該拓撲中，全控型開關器件IGBT的數量僅為全部功率器件數量的一半，在實現高性能三相變頻變壓輸出的前提下，大量減少了開關器件的驅動、控制、保護等配套電路，降低了開關損耗，使變頻器效率更高。

(2) 煤礦井下相應等級的三相交流電可接入復合礦用變頻器中，通過中間級不同變比的高頻變壓器變壓和輸出級SVPWM算法變頻變壓控制，可實現變頻輸出及電壓等級的二次變換，使變頻器輸出調壓范圍更靈活。采用120° SVPWM算法控制得到的三相變頻正弦交流電相位對稱，諧波很小，可用于井下設備電動機的變頻調速。

(3) 電力電子變壓器的應用使得復合變頻器在實現能量流動、電氣隔離、電壓等級變換的同時，具有更緊湊的結構、更小的體積、更高的功率密度，并提升了變頻器系統的可靠性，節省了井下工作空間。