基于混合調制的模塊化多電平換流器環流抑制策略

孫 悅，曾國輝，黃 勃

(上海工程技術大學 電子電氣工程學院,上海 201620)

相較于兩電平、三電平換流器，模塊化多電平換流器(Modular Multilevel Converter，MMC)高度模塊化，波形質量高，開關損耗小，易于實現電壓等級的提升和容量的擴展，在直流輸電領域引起了廣泛的關注和研究[1-4]。但MMC也有缺陷，其運行時各橋臂間的電壓不完全一致，產生環流在三相橋臂間流動，進而導致橋臂電流發生畸變，增加了換流器的損耗[5-6]。

MMC的調制策略是影響系統運行損耗和輸出電壓諧波特性的重要因素。目前應用最廣泛的是最近電平逼近調制(Nearest Level Modulation，NLM)策略和載波移相脈寬調制(Carrier Phase-Shift PWM，CPS-PWM)策略。文獻[7～12]介紹了NLM的原理以及其在MMC中的實現方法。文獻[13～17]介紹了CPS-PWM的原理及其在MMC中實現的方法。文獻[18～19]對NLM和CPS-PWM展開了對比分析，并指出NLM適用于子模塊數較多的高壓應用場合，而CPS-PWM則適用于子模塊數較少的中低壓應用場合。

在中低壓應用場合，MMC采用NLM策略時會出現輸出電壓和電流諧波含量高等問題。為此，本文提出了一種將NLM和CPS-PWM相結合的混合調制策略，以N/2作為閾值進行兩種調制策略的轉換配合。然后，針對MMC在混合調制策略下產生的二倍頻環流提出了一種自適應陷波器與準比例諧振控制器相結合的環流抑制策略對其加以抑制。最后在MATLAB/Simulink仿真軟件中驗證了基于混合調制策略的MMC環流抑制策略的有效性。

1 MMC環流分析

1.1 MMC拓撲結構

三相MMC的拓撲結構如圖1所示。該結構共有6個橋臂，每個橋臂由1個電感器L0和N個級聯子模塊(Sub-Modular，SM)構成。每個子模塊由兩個帶反并聯二極管的IGBT和一個直流電容組成。通過控制每個子模塊中T1、T2的導通和關斷，可實現子模塊的3種工作狀態：投入、切除和閉鎖。

圖1 MMC拓撲結構

1.2 MMC環流分析

MMC的單相等效電路如圖2所示，其中upj和unj分別表示MMC第j(j=a,b,c)相上、下橋臂的橋臂電壓；ipj和inj分別表示MMC第j相上、下橋臂的橋臂電流；usj和isj分別表示MMC交流側系統電壓和電流；Udc和Idc分別表示直流側電壓和電流；R0和L0分別表示MMC的橋臂等效損耗電阻和橋臂等效電感；Rw和Lw分別表示網側等效電阻和等效電感；idiffj表示MMC第j相內部環流。

圖2 MMC單相等效電路

由圖2可得j相橋臂電流為

(1)

則j相環流表達式為

(2)

因此，MMC的數學模型可以表示為[6]

(3)

(4)

由式(3)和(4)可知，可以通過控制upj和unj來消除各相上、下橋臂電壓之和不完全一致。則上、下橋臂電壓的參考值為

(5)

(6)

根據文獻[6]可知，MMC內部環流主要為二次諧波分量，且呈負序性質。該二倍頻環流只在MMC三相橋臂間流動，不會對外部交流系統產生影響，但會導致橋臂電流發生畸變，增加換流器的損耗。因此本文對該二倍頻環流加以抑制，則三相環流的表達式為

(7)

(8)

(9)

式中，I2f表示二倍頻環流峰值。

2 MMC混合調制策略

混合調制策略的原理是根據調制波計算各橋臂需要導通的子模塊數，然后根據橋臂電流的方向對各個子模塊電容電壓進行排序，再根據閾值N/2進行最近電平逼近調制和載波移相脈寬調制兩種策略的轉換配合。當計算得到的橋臂投入子模塊數目大于等于N/2時，采用最近電平逼近調制策略，反之則采用載波移相脈寬調制策略。

該調制策略通過分別對MMC的上、下橋臂進行調制，得到各自的半橋電壓波形。MMC整體輸出電壓波形為上、下橋臂輸出電壓的疊加，且任意時刻MMC的上、下橋臂投入子模塊數之和必須滿足為N的條件。

3 MMC環流抑制策略

3.1 自適應陷波器

自適應陷波器具有加快響應速度及提高二次諧波的檢測精度等優點，可以根據輸入信號的變化自動調節陷波器的參數，從而更加快速、準確地檢測到信號的幅值和頻率。因此，本文采用基于自適應陷波器的諧波檢測方法來提取和檢測二倍頻環流分量。其結構框圖如圖3所示。

圖3 基于自適應陷波器的諧波檢測方法的結構圖

3.2 準比例諧振控制器

比例諧振(Proportional Resonance，PR)控制器可以實現特定頻率的無靜差跟蹤。但當實際電網頻率發生變化時，PR控制器無法有效識別特定諧波，抗干擾能力較弱。

針對上述問題，本文采用了一種準比例諧振(Quasi-Proportional Resonant，QPR)控制器。該控制器不僅可以保持PR控制器的高增益，還可以有效降低電網頻率偏移對輸出增益的影響。準比例諧振控制器的結構框圖如圖4所示。

圖4 準比例諧振控制器原理框圖

由此可以得到其傳遞函數表達式為

(10)

式中，Kp為比例增益系數；Kr為積分增益系數；ω0為諧振頻率；ωc為截止頻率。

考慮到實際電網電壓頻率在基波頻率處的允許波動范圍為±0.8 Hz，本文取ωc=5 rad·s-1。此時準比例諧振控制器的伯德圖如圖5所示。

圖5 準比例諧振控制器波特圖

從圖5可以看出，準比例諧振控制器的帶寬響應范圍更廣，當電網電壓頻率發生變化時具有更強的適應能力和抗干擾能力。

結合式(5)、式(6)以及式(10)，設計出如圖6所示的環流抑制總體框圖。首先通過自適應陷波器檢測并提取環流中的二倍頻分量；然后再利用準比例諧振控制器實現對環流的無靜差跟蹤，得到參考電壓的補償信號。

圖6 環流抑制總體框圖

4 仿真驗證

在MATLAB/Simulink仿真環境下搭建了5電平MMC仿真模型以驗證本文所提出的準比例諧振控制器對混合調制策略所產生二倍頻環流的抑制效果，具體參數如表1所示。

表1 MMC系統仿真參數

表2為采用NLM、CPS-PWM、混合調制3種策略的輸出相電壓和相電流THD的對比結果。可以看出，采用混合調制策略時，MMC輸出相電壓與相電流的諧波總畸變率最低，大幅度低于NLM和CPS-PWM。因此，混合調制策略下的MMC輸出波形更逼近理想正弦波。

表2 輸出相電壓和相電流THD

圖7為加入準比例諧振控制器前后MMC的a相環流效果對比。可以看出，在加入環流抑制控制器之前，環流在-6～6 A之間波動，其峰值為6 A。而在加入準比例諧振控制器后，環流的峰值不超過2 A，下降了約65%。可見，本文所提環流抑制策略對MMC內部環流的抑制效果非常明顯。

圖7 環流抑制前后對比

圖8表示加入控制器前后，a相輸出電壓的傅里葉分析。可以看出，加入準比例諧振控制器后，控制器迅速響應，基本消除了環流中二次諧波分量，表明該環流抑制策略能對環流中的二次諧波分量抑制效果明顯，從而提高了MMC輸出電壓波形質量，保證換流器的穩定運行。

(a)

圖9表示加入環流控制器后，a相輸出橋臂電流對比圖。可以看出，由于環流的存在使得橋臂電流畸變嚴重，加入控制器后，該環流得到抑制，大幅降低了橋臂電流的畸變程度。

(a)

圖10表示加入環流控制器后，a相橋臂子模塊電容電壓對比圖。可以看出，加入準比例諧振控制器后，MMC子模塊電容電壓波動范圍顯著減少，有利于MMC的穩定運行。

(a)

5 結束語

本文簡要分析了二倍頻環流的產生原因及其對MMC的影響，并針對該二倍頻環流提出了一種結合自適應陷波器和準比例諧振控制器的MMC環流抑制策略對其加以抑制。本文搭建了五電平MMC仿真模型對該策略進行驗證。仿真結果表明，該環流抑制策略與混合調制方式相結合可以有效抑制環流中的二次諧波分量，降低橋臂電流的畸變程度，減少輸出電壓和電流的諧波含量并降低子模塊電容電壓的波動范圍，進而改善MMC輸出波形質量，提高換流器的運行效率，降低系統損耗。該策略具有一定的工程應用價值。