風力發電系統中直流輔助電源的設計與仿真

潘強強

(西北師范大學物理與電子工程學院， 蘭州 730070)

近年來，風能作為新能源領域最有前景的能源類型得到了大力發展，而對于風力發電系統的一些監測電子元件，比如溫度傳感器、風向傳感器、系統控制單元等小功率模塊，在工作過程中一般都由低電壓直流輔助開關電源系統供電。

對于開關電源的研究，文獻[1]研究分析了反激開關電源中的共模干擾，尤其是變壓器繞組結構及外接電路對系統共模干擾所產生的影響，并提出了一種抑制共模干擾的方法；文獻[2]研究分析了開關電源系統中反激變壓器的共模噪聲，給出了不完全屏蔽層和平衡繞組兩種抑制共模噪聲的定量計算方法；文獻[3]采用IRS2500S芯片，研制了一款輸出功率為100 W的反激式功放電源樣機；文獻[4]基于UC3845芯片設計了一款輸入電壓在 175～700 V較寬范圍的開關電源；文獻[5]根據真空行業的需求，設計了一款最大輸出功率為20 W的小型離子泵電源；文獻[6]結合測井儀井下探管直流電源系統的應用需求，設計了一款滿足要求的反激式開關電源；文獻[7]針對電動汽車控制電路，設計了一款輸出功率為25 W的反激開關電源。

盡管學者們在開關電源的設計上做了大量研究，但不同領域對開關電源的設計指標要求不同。就風力發電系統而言，系統運行過程中各監測單元模塊使用不同電壓等級的電源分別對其進行獨立供電，致使系統中供電線路繁雜，直流輔助開關電源的整體體積變大，因此一款多輸出且體積較小的直流輔助開關電源顯得非常亟需。

風力發電系統正常運行過程中，需要對風速風向波動、機械振動、發電機組運行溫度等進行監控，而各個監測單元模塊中所涉及的檢測元件(如風速風向傳感器、振動傳感器、溫度傳感器、信號變送器以及信號預處理板等)、控制器以及單元模塊驅動電路常需5、15、24 V的供電電源。因此，針對風力發電系統中各監測單元模塊對直流輔助電源的需求，設計一款具有5、15、24 V的直流多輸出形式的電源，為風力發電系統中各監測單元模塊提供電能。

1 輔助電源系統基本結構

風力發電系統中，直流輔助電源為小型直流用電設備(監測單元模塊)提供直流電，本文中設計的輔助電源本質上是一款多輸出的單端反激開關電源，其輔助電源系統的結構如圖1所示，基本結構包括輸入濾波整流電路、功率變換電路、輸出電路以及反饋穩壓控制電路。

圖1 輔助電源基本電路結構Fig.1 Basic circuit structure of auxiliary power supply

直流輔助電源工作時，將輸入端接入的 AC220 V±10%交流電，經整流、濾波處理后轉換為高壓直流電并加載于反激變壓器的原邊線圈，同時利用功率開關管控制高頻變壓器原邊線圈線路的通斷時間來影響反激變壓器的工作模式，最終把高頻變壓器的原邊加載功率轉換為負載所需功率。

2 電路設計

各監測單元模塊直流輔助電源電路的設計中，本文中將以脈寬調制(pulse width modulation，PWM)的方式進行多輸出穩壓電源設計，其輔助電源相關參數的具體要求是：輸入電壓AC220 V±10%，多輸出電壓分別為DC24 V/1 A、15 V/1 A、5 V/2 A，變壓器工作的開關頻率f=100 kHz，傳輸效率η=80%，電壓精度小于等于±10%。

電路參數的設計中，共模電感選用了15 mH的UU10.5，整流橋選用3 A/1 000 V的KBP307，MOS管選用耐壓值為600 V的10N60，功率變換器采用反激式的拓撲結構。輸出反饋回路用到的主要元器件有PWM驅動信號輸出芯片UC2842，穩壓管TL431和光電耦合器PC817。對于以脈寬調制方式的多輸出直流輔助開關電源的設計，其控制電路和反激變壓器的設計是整個電路的重點和難點。

2.1 反饋控制電路

輔助電源工作中由于輸入電壓的波動會導致輸入電流、輸出電壓的不穩定，為了解決這些情況，可通過對輸入電流、輸出電壓信號的波動進行雙閉環反饋控制來改善這些情況。本文中設計的直流輔助電源反饋回路主要涉及脈寬調制芯片UC2842的外圍電路搭建和光耦隔離式反饋電路的設計兩部分內容，其中光耦隔離式反饋回路對輸出電壓進行采樣，脈寬調制芯片UC2842根據采樣信號有效控制MOS(metal，oxide，semiconductor)管。結合反饋控制回路，本文中設計的直流輔助開關電源總電路如圖2所示。電源電路設計中，輸入濾波整流電路中電容C5可選470 V/100 μF的電解電容，輸出電路中C8～C13可選35 V/470 μF的電解電容。

圖2 多輸出電源原理圖Fig.2 Schematic diagram of multiple output power

在UC2842外接電路的搭建中，通過把該芯片的電壓反饋輸入引腳(VFB)接地的連接方式來設計反饋控制回路。UC2842芯片的啟動電壓通過電阻R1給電解電容C18充電后來實現。考慮到電路中一定的裕量，電容C18可選25 V/100 μF的電解電容；芯片啟動后，工作電壓由高頻反激變壓器的副邊繞組提供。功率MOS管的PWM驅動信號由芯片UC2842的輸出引腳OUTPUT來實現，其信號頻率f=1.72/(R16C21)≈100 kHz(R16為R16電阻值，C21為C21電容值)。針對輸入電流波動的反饋，可通過采樣電阻R12來實現，其原理是將MOS管源極電流轉化為電壓信號，反饋到UC2842芯片的電流取樣輸入引腳(INSESE)，從而檢測輸入電流的變化。

至于光耦隔離式反饋電路部分，考慮利用穩壓管TL431和光電耦合器PC817的組合電路來實現。電路設計中，穩壓管TL431接高頻反激變壓器的次級繞組5 V電壓輸出端，當輸出電壓發生波動時，會導致TL431參考端電壓的變化，從而影響PC817輸入側二極管的工作情況。光電耦合器PC817主要是將輸入側電壓的變化通過輸出側反饋到UC2842芯片的誤差放大器的輸出端(COMP)，從而對輸出電壓的波動實現光耦隔離式反饋。

根據芯片手冊，UC2842芯片內部電路將電流取樣輸入端(ISENSE)連接到UC2842芯片內部的電流比較器的同相端，并與誤差放大器的輸出端的反饋電壓大小進行比較，構成對輸入電流、輸出電壓波動的雙閉環控制，從而改變芯片內部脈寬調制鎖存器復位端R的狀態，控制PWM波的占空比，控制MOS管的開斷時間。電源輸出電壓升高時，光耦導通，誤差放大器輸出端的電壓變小，占空比變小，控制輸出電壓變小；反之，從而完成對輸出電壓的調控。

2.2 DC-DC高頻反激變壓器

高頻變壓器是隔離式反激變換器的核心部件，它的性能直接影響整個變換器的工作狀態是否達到要求。本文設計的高頻變壓器繞組一次側為初級繞組，二次側次級繞組為輸出24 V繞組、15 V繞組、5 V繞組以及UC2842芯片的12 V供電繞組。

2.2.1 反射電壓Uor、初次級線圈匝數比n、最大占空比Dmax

直流輔助電源在多路輸出的情況下，總輸出功率為各路輸出功率之和。根據設計要求，其直流輔助反激開關電源的總輸出功率Po(包括損耗)約估算為55 W，考慮輸入輸出電路損耗問題，取輸入功率Pin=Po/η+P損耗≈70 W，同時考慮20 V左右的輸入電路壓降因素，則反激變壓器初級的輸入電壓Uin范圍約為260 V≤Uin≤322 V。反激變壓器的設計中，為了保證電源工作中功率開關管不被擊穿損壞，高頻反激變壓器的參數計算以選定的具體開關管的參數為基礎，根據輸入電壓的大小選擇耐電壓Uds為600 V的功率MOS管。反射電壓的計算過程中，考慮選取0.25Uinmax的漏感尖峰電壓Uspike，MOS管保留10%的裕量電壓Umargin，則根據伏秒積相等原則，變壓器原副邊線圈匝數比n、 最大占空比Dmax[8-13]分別為

(1)

(2)

式中：Np、Ns分別為變壓器原副邊匝數；Uo為變壓器副邊輸出電壓，當輸出電壓為5 V時，匝數比n值為23.5，取值24匝；Uinmin、Uinmax分別為變壓器初級繞組最小、最大直流輸入電壓；Uor為反射電壓，其值為137.5 V；Ud為副邊整流二極管的導通壓降，取 0.85 V；T為MOS管開關斷周期，Ton為MOS管導通時間，Uoff為MOS管關斷時初級線圈繞組兩端的電壓，而反激電源的最大占空比出現在最低輸入電壓的狀態，經計算最大占空比約為34.6%，基本符合設計要求。

2.2.2 變壓器原邊的電感值Lp和峰值電流ILpk

高頻反激變壓器根據其工作過程中初級線圈電感電流是否連續有連續工作模式和斷續工作模式，在反激式輔助電源參數值的估算過程中應區別對待[14]。鑒于這兩種工作模式的特殊性，在具體理論參數的估算中可引入電感線圈電流波峰比例系數來提高計算效率，其初級線圈峰值電流ILpk、電感值Lp計算公式[15-18]為

(3)

(4)

式中：初級線圈的平均電流Iavg=Pin/Uinmin；電感線圈電流波峰比例系數r=ΔIp/ILpk，ΔIp為初級線圈繞組中電流的變化值；f為MOS管關斷頻率。通常情況下取r=0.5～1，本文中的電源設計中取r=1，取f=100 kHz，經計算約取ILpk=1.56 A，約取Lp=570 μF。

2.2.3 變壓器磁芯、繞組匝數、氣隙

考慮到高頻率、低損耗以及高磁通密度的飽和等因素，本文中高頻變壓器的磁芯材料選擇功率鐵氧體材料Mn-Zn作為優選材料；磁芯尺寸方面利用AP值查表法選擇合適型號的磁芯。經估算后，高頻反激變壓器的磁芯最終根據TDK公司磁芯手冊選用PC40PQ26/25型號的變壓器磁芯，磁芯截面積Ae為118 mm2，窗口面積Aw=84.5 mm2，通過計算，該磁芯AP=AeAw=9 971 mm4，變壓器副邊線圈的匝數、氣隙計算公式[19]為

(5)

Np=nNs

(6)

(7)

式中：ΔB為鐵芯磁通密度變化量；Toff為MOS管關斷時間；Gap為磁芯氣隙；μ0為真空磁導率。在電源設計中，根據所選磁芯材料及結構，經計算折中后，ΔB選取經驗值0.24 T，反激高頻變壓器初級線圈繞組匝數Np為48匝，5 V輸出繞組線圈為2匝，12 V輸出繞組線圈為5匝，15 V輸出繞組線圈為6匝，24 V輸出繞組線圈為10匝，磁芯氣隙Gap為0.618 mm。

3 輔助電源的電路仿真

在輔助電源的電路仿真過程中，利用Saber仿真軟件對設計的開關電源電路進行仿真分析。Saber軟件是美國Synopsys公司的一款電路仿真軟件，該軟件在開關電源的模擬中，可提供大量電源專用器件、功率電子器件以及高精度的電路仿真模型單元庫，且可方便對電路各節點信號進行觀察，能為設計者提供便利[20]。為了分析本文中設計的直流輔助電源電路中各參數值估算的合理性，電路仿真中主要對輔助電源的PWM驅動信號、MOS管漏極電壓以及輸出電壓進行仿真。

圖3中PWM曲線為MOS管柵極驅動信號，圖4中Uds曲線為MOS管漏極電壓。從圖4中明顯可以看出漏極電壓接近400 V，說明本文中設計中選用的耐壓值為600 V的功率MOS管完全滿足電路電氣設計要求。從圖3可知，系統PWM驅動信號的頻率約為99.3 kHz，最大占空比約為32.9%，基本接近本文中所要設計的開關電源的頻率(100 kHz)和占空比(34%)的指標要求。

圖3 PWM驅動信號Fig.3 Drive signal of PWM

圖4 MOS管漏極電壓Fig.4 Drain voltage of MOS tube

圖5為直流輔助電源輸出電壓仿真波形，從仿真波形圖中可以看出輔助電源輸出端電壓分別是5.04、12.9、15.8、24.4 V，雖然輸出電壓與實際理想輸出電壓有微小差距，但是符合課題設計10%的精度要求。

圖5 輸出電壓波形Fig.5 Waveform of output voltage

4 結論

針對風力發電系統中監測單元模塊的供電需求，設計的以UC2842芯片實現PWM驅動信號，輸入電壓為AC 220 V±10%，多路直流輸出電壓分別為24、15、5 V的輔助電源。電源電路設計中，結合具體的電路元器件，重點分析了反饋控制回路、DC-DC高頻反激變壓器的設計，經過仿真得到以下結論。

(1)UC2842芯片外圍電路搭建中，把芯片的 VFB引腳接地的電路設計方式不僅可以實現設計要求且簡單有效。

(2) 高頻反激變壓器設計中，根據輸入電壓的大小，以功率MOS管的耐壓值大小入手推導計算變壓器各參數的方法可行。

(3)通過Saber軟件實現了對電路圖設計合理性的仿真驗證，且驗證結果表明本文設計的輔助電源電路滿足設計要求，提高了輔助電源參數設計優化的高效性，為后續電源電路硬件的開發中各元器件參數的計算、選取提供了可行的方法。