一種新型降壓諧振開關電容變換器

楊莉，吳天強，梁勇，唐標

（1.云南電網電力科學研究院，云南昆明650200；2.四川大學電氣信息學院，四川成都610065；3.北京智芯微電子科技有限公司，北京102200）

隨著經濟的飛速發展，帶來了以煤炭、石油、天然氣等為代表的化石能源不能滿足各國的能源消耗需求問題和其燃燒所造成的環境污染問題[1-2]。以可再生能源為主的分布式發電技術，因為其環保可再生的優點成為大力發展的新型發電技術。目前，分布式電源在電力系統中已經得到了廣泛應用[3-11]。圖1是分布式電源系統的結構框圖。從圖中可以看出分布式電源系統有3級，第1級將輸入的交流電轉換成48 V的直流母線電壓，第2級運用降壓變換器將48 V的直流母線電壓轉換成12 V的直流母線電壓，第3級將12 V電壓降到負載所需的電壓等級。傳統的Buck變換器受到極限占空比的影響，不能滿足降壓的需要。文獻[12]提出的將二次型Buck電路和開關電容串并聯單元相結合得到的二次型開關電容Buck變換器（SC-QBC）具有高降壓特性，但是開關管的電壓應力很高[13]，需要高電壓等級的開關管，增加了變換器成本，并且高壓開關管的導通電阻高，會導致導通損耗增加；另一方面，由于變換器的開關是硬開關，將導致開關損耗增加，使開關管的工作頻率提高受到限制，不利于變換器的小型化、輕量化[14]。

圖1 分布式電源系統框圖Fig.1 Block diagram of distributed power system

針對SC-QBC變換器存在的問題。文章提出了一種新型降壓諧振開關電容變換器。在CCM模式下進行理論分析可知，開關管的電壓應力變小，開關電容諧振放電，諧振回路上的開關管和二極管都實現了零電流關斷（ZCS），降低了損耗，提高了開關頻率。最后搭建了一臺48 V轉12 V的實驗樣機，驗證了理論分析的正確性。

1 新型變換器的工作原理分析

為了簡化分析，本文以二階開關電容串并聯單元為例，介紹變換器的工作原理。二階諧振開關電容降壓變換器的主拓撲如圖2所示。可見，變換器是在SC-QBC變換器的基礎上增加了諧振電感Lr、二極管D3、電容C2得到。在進行電路分析時，電壓電流小寫（例如uL1）代表瞬時值，大寫（例如UL1）代表平均值。

圖2 二階降壓諧振開關電容變換器Fig.2 2-stage step-down RSC converter

由于電路中兩個電容C1i（i=1，2）并聯放電時，分別和Lr串聯諧振放電，會引起二極管D2，Da，Db的零電流關斷，與SC-QBC拓撲相比，增加了一個模態，所以新拓撲工作在三種模態下，不同模態下的等效電路如圖3所示，其主要工作波形如圖4所示。串聯諧振放電的時間為D0T，開關管S受到周期為T、占空比為D的脈沖信號ug驅動。

圖3 變換器在三種工作模態下的等效電路Fig.3 The equivalent circuit of the converter in three operating modes

圖4 電路主要工作波形Fig.4 The main waveforms of circuit

1）模態1：NT

模態1的等效電路如圖3a所示。在t=NT時，開關管S、二極管D2，D3，Da，Db導通，D1，D4，Dc承受反向電壓關斷，兩個電容C1i并聯放電，電感L1通過電源uin充電，電感L2和電容C2通過電源uin和C1i充電，其中 C1i和 Lr串聯諧振放電，在 t=（N+D0）T時，二極管D2零電流關斷，諧振結束，此時C1i停止放電，該模態結束。該模態下電壓關系如下式：

模態1的持續時間為D0T=二極管D2，Da，Db零電流關斷，減小了高反向電流和長恢復時間帶來的關斷損耗。

2）模態2：（N+D0）T

模態2的等效電路如圖2b所示。在t=（N+D0）T 時，開關管 S、二極管 D3仍導通，D1，D4，D2，Da，Db，Dc關斷，uin通過開關對電感和電容充電，在t=（N+D）T時，開關管S關斷，該模態結束。該模態下電壓關系如下式：

在開關管關斷時刻，流過D2的電流為0，此時開關管S中流過的電流iS=iL1。第2級實現了開關管的零電流關斷，減小了開關損耗。

3）模態3：（N+D）T

模態3的等效電路如圖3c所示。在t=（N+D）T時，開關管S關斷，二級管D2，D3，Da，Db承受反向電壓關斷，D1，D4，Dc導通，兩個電容串聯充電，電感 L1通過 D1，Dc對 C1充電，電感 L2通過 C2，D4，Ro，Co續流，電容 C2放電，在 t=（N+1）T 時，開關管導通，該模態結束。該模態下電壓關系如下式：

2 變換器穩態工作性能分析

2.1 穩態電壓增益

對新型拓撲進行穩態分析，在1個周期T內，由Lr的伏秒平衡可以得到：

所以有：

由 L1，L2的伏秒平衡[10]可以得到：

聯立式（8）～式（10），求解得到：

令

式中：M為變換器的電壓轉換比。

在變換器處于模態3時，通過KVL可以計算出開關管電壓應力為

2.2 和SC-QBC變換器比較

表1是新型拓撲與SC-QBC拓撲的比較，表中列出了兩個拓撲的電壓轉換比、開關管電壓應力與輸入電壓的比值。

表1 SC-QBC拓撲和新型拓撲比較Tab.1 Comparison between SC-QBC topology and new topology

圖5和圖6分別是SC-QBC拓撲與新型拓撲占空比和電壓轉換比的關系曲線以及占空比和開關管電壓應力與輸入電壓的比值關系曲線。

圖5 占空比和電壓轉換比關系曲線Fig.5 Relation of duty cycle and voltage conversion ratio

圖6 占空比和開關管電壓應力與輸入電壓的比值關系曲線Fig.6 Relation of duty cycle and the ratio of switching voltage stress and input voltage

通過圖5可以看出，新型拓撲和SC-QBC拓樸的電壓轉換比相比，變化不大，同樣具有高降壓特性。通過圖6可以直觀地看到，新型拓樸開關管的電壓應力變小了，有利于減小開關管的損耗。

3 n階降壓諧振開關電容變換器

圖7是新型n階降壓諧振開關電容變換器的拓撲圖。

圖7 n階降壓諧振開關電容變換器Fig.7 A n-stage step-down RSC converter

通過推導可以得到：

4 實驗驗證

4.1 實驗參數選擇

為了驗證新型變換器的可行性，以及和SCQBC變換器相比，新型變換器具有開關管電壓應力減小、第2級實現了零電流關斷（ZCS）的特點，對新型降壓變換器搭載了實驗樣機，并搭載了SC-QBC變換器樣機，作對比實驗，電路參數選擇為：L1=150 μH，L2=200 μH，Lr=4.7 μH，fs=67 kHz，C1i=0.68 μF，C2=10 μF，Co=100 μF，Uin=48 V，Ro=6 Ω，Uo的理論值為12 V。開關管采用IRF1-00B202；二級管 D1，D4采用 MBRS3200；D2，D3采用SR3100。

4.2 實驗結果

圖8a和圖8b分別是新型拓撲和SC-QBC拓撲開關管兩端的電壓應力。可見新型拓撲的開關管兩端的電壓應力較小，從圖中還能看出，兩個拓撲的開關管的PWM驅動波形的占空比相差不大，也就是兩個拓撲的電壓增益相差不大。

圖8 開關管的電壓應力Fig.8 The voltage stress on switch

圖9a和圖9b分別是新型拓撲和SC-QBC拓撲二極管D2的電流波形。可見新拓撲的電容C1i和Lr諧振放電，第2級實現了開關管的零電流關斷，同時二極管D2，Da，Db實現了零電流關斷，降低了損耗。

圖9 二極管D2的電流Fig.9 The current of diode D2

圖10是輸出功率變化時新型拓撲和SCQBC拓撲效率變化圖，由圖10可知，新型拓撲的效率更高，最高達到了86%。

圖10 效率曲線Fig.10 Efficiency curves

綜上所述，實驗結果和理論分析基本一致，故可以確定該新型降壓變換器理論正確。

5 結論

本文通過對SC-QBC變換器進行改進，提出了一種新型降壓諧振開關電容變換器。理論分析了其在穩態下的工作原理、降壓特性、開關管的電壓應力。實驗結果表明新型變換器具有以下特征：

1）有高降壓特性，SC-QBC變換器適用的場所，它同樣能夠適用。

2）新變換器的開關管的電壓應力變小，解決了開關管高電壓應力問題。

3）第2級通過添加的諧振電感實現了零電流關斷（ZCS），減小了開關損耗，提高了工作頻率和工作效率，有利于變換器的小型化，如果使用同步整流技術，效率將進一步得到提升。

4）在第2級諧振放電的同時，二極管D2，Da，Db零電流關斷，其反向恢復問題得到解決，降低了損耗。