雙電容混合型直流斷路器

張國軍，許瀾濤

（遼寧工程技術大學電氣與控制工程學院，葫蘆島 125105）

隨著電力系統的發展，高壓遠距離交流輸電的弊端愈加明顯，而高壓直流電網不僅不存在交流電網的問題而且能解決可再生能源的并網問題，近些年高壓直流輸電發展迅猛，所以高壓直流斷路器的研究也隨之提上日程[1-3]。

我國已在機械型斷路器、固態斷路器和混合型斷路器3 類傳統斷路器的研制方面取得巨大成功[4-6]。華中科技大學電氣學院潘垣院士、何俊佳教授和其他團隊已經共同研制成功具備我國完全自主產權的機械型高壓直流斷路器；浙江大學已經研制出IGBT 高壓直流斷路器；2014 年南方電網科學研究院和其他多家研發單位共同設計出混合型直流斷路器試驗樣機，并且通過了國家高壓電器質量監督檢驗中心的檢查，能夠在不到5 ms 的時間內分斷16 kA 的電流。

分析傳統直流斷路器可以發現：機械型斷路器速動難以滿足電力系統的要求；固態斷路器雖然可以快速切斷故障但其不能承受過高的系統短路電壓[7-8]；混合型斷路器在具備機械式直流斷路器良好的靜態特性的同時還具備固態直流斷路器良好的動態特性，所以混合型直流斷路器是未來斷路器發展的重要方向[9-10]。文獻[11]提出的續流二極管模型可以解決機械開關打開瞬間反向恢復電壓過高引起的二次燃弧問題，但需要額外的充電電源，增大了斷路器體積；文獻[12]提出的帶有GTO 的拓撲雖然將直流斷路器分斷時間縮短，但GTO 在關斷時會產生過電壓，過電壓會將GTO 擊穿；文獻[13]解決了預充電電容自充電問題，但拓撲中預充電電容反向充電電壓過大，反向放電時間過長，使得拓撲分斷時間變長。針對上述問題，本文提出雙電容混合型直流斷路器拓撲。

1 拓撲結構和工作原理

1.1 拓撲結構

圖1 為雙電容混合型直流斷路器拓撲結構（簡稱雙電容斷路器）。圖中：K 為高速機械開關；VD1、VD2、VD3和VD4為二極管；VT1、VT2、VT3、VT4和VT5為晶閘管；C1和C2為電容器，UC1為電容C1的預充電電壓；L1、L2和L3為諧振電感；MOV 為氧化鋅避雷器；US為系統直流電源；RS為系統等效電阻；LS為系統等效電感；Z 為負載阻抗。

圖1 雙電容混合型直流斷路器拓撲Fig.1 Topology of double-capacitor hybrid DC circuit breaker

1.2 工作原理及各拓撲運行階段

表1 為晶閘管動作時序，其中數字1 表示有電流流過；數字0 表示無電流流過。通過表1 方便理解各拓撲階段流過晶閘管的電流變化。

表1 晶閘管動作時序Tab.1 Timing sequences of thyristor actions

以直流系統短路為例介紹雙電容斷路器工作原理。當系統正常工作時，機械開關K 閉合，負載Z有電流通過。當t0時刻發生短路故障時，系統電流急劇上升；當短路電流在t1時刻達到設定電流I0時，觸發晶閘管VT1和VT2打開，電容C2開始充電，電容C1通過電感L1產生LC 振蕩電流，振蕩電流流動方向為C1-L1-K-C2-C1；當振蕩電流與短路電流is在t2時刻產生零點時，開關斷開，續流回路中VD1有電流流過，該過程可以降低機械開關斷開時恢復電壓過高引起的二次燃弧問題。t0～t3時段的拓撲結構如圖2 所示。

圖2 t0～t3 時段拓撲結構Fig.2 Topology at stage t0～t3

t3時刻，流過VD1的電流消失，電容C2持續充電，電容C1反向電壓達到最大值，通過觸發VT4開始反向放電，并在t4時刻反向放電結束；同時刻電容C2電壓達到最高值無法繼續充電，電容C2的充電電流為0，所以VT1電流過零自然關斷，為使電容C2恢復初始電壓0 V，觸發晶閘管VT3放電，電流通過VT3-VD1重新流入回路；t5時刻，流經電感L1的正向電流消失，反向電流開始流過，電容C2持續放電。t3～t6時段的拓撲結構如圖3 所示。

圖3 t4～t6 時段拓撲結構Fig.3 Topology at stage t4～t6

t6時刻，流經VD1的電流和電感L1的反向電流消失，電容C1保持充電狀態，C2繼續放電；t7時刻，電容C2放電結束電壓變為0，VT3電流過零自然關斷，同時刻觸發晶閘管VT4，使電流通過US-RS-LSL2-VD3-C1-VT4-US給電容C1持續充電；當電容C1的電壓在t8時刻達到避雷器氧化物MOV 的設定電壓時[14]，避雷器開始工作，短路電流逐漸流向避雷器MOV 使系統電流逐漸減低為0，至此雙電容斷路器分斷任務結束。t6～t9時段的拓撲結構如圖4 所示。

圖4 t6～t9 時段拓撲結構Fig.4 Topology at stage t6～t9

由于預充電電容存在自損耗問題，電壓過低會導致斷路器無法完成分斷任務，所以當預充電電容電壓自損耗至正常工作電壓之下時，可以通過觸發VT5，使預充電電容C1通過US-RS-LS-L2-VD3-C1-VT5-L3-US回路充電，當其電壓達到最大值時，流過VT5的充電電流為0，自然關斷，完成充電任務。

2 拓撲運行階段數學分析

1）第1 階段（t0

發生短路故障時，流過機械開關K 的電流急劇上升，當達到機械開關K 的動作電流I0時，斷路器開始執行分斷任務。

短路電流is與時間t 的關系可表示為

機械開關K 動作的電流I0為

達到K 動作電流I0之前的電流上升時間為

2）第2 階段（t1

通過回路電流法列出復頻域上的方程，解出并整理之后再經拉氏逆變換，求出振蕩回路釋放電流iL1以及t2時刻流過電容C1和C2的電流iC2（t2），即

式中：A=[（C1+C2）/L1]1/2；B=UC1/[L1（C1+C2）]1/2。

當振蕩回路電流與系統短路電流相等時，求得機械開關斷開時間t'1為

電容C1的放電電壓為

電容C2的充電電壓為

由式（6）和式（7）可知，電容C1和C2在t2時刻的電壓分別為UC1（t2）和UC2（t2），t2=t1+t'1。

3）第3 階段（t2

在復頻域上對第3 階段拓撲運用節點電壓法列出節點電壓方程，將節點電壓表達式并解出整理之后再經拉氏反變換，求得在第3 個階段電感L1和L2的電流及電容C1、C2的電壓隨時間變化的表達式，即

t3時刻電容C1停止反向充電，充電電壓等于0，從而求得第3 階段運行時間t'2，令t3=t2+t'2，則

通過式（8）～式（11）能夠得到t3時刻電感L1、L2的電流及電容C1、C2的變化表達式iL1（t3-）、iL2（t3-）、UC1（t3）和UC2（t3）。

4）第4 階段（t3

結合第3 階段推導出的電容電壓及電感電流，在復頻域上運用節點電壓法求出節點電壓的表達式，求解整理之后，再經拉氏反變換算出電容C2的電壓以及流過電感L1、L2的電流，并求出t4時刻C2的電壓UC2（t4）以及L1、L2的電流iL1（t4）、iL2（t4），即

t4時刻電容C1電壓變為0，電容C2電壓達到最大值，充電電流停止，令iL2（t）=0，求得t'3。t4=t'3+t3，則

5）第5 階段（t4

結合第4 階段推導出的電容電壓及電感電流，在復頻域上運用節點電壓法解出節點電壓方程，整理之后再經拉氏反變換算出電容C1、C2的電壓及流過L1、L2的電流隨時間變化表達式，并求出t5時刻C1、C2的電壓UC1（t5）、UC2（t5）及L1、L2的電流iL1（t5）、iL2（t5），即

令t5=t'4+t4，t5時刻流過L1的正向電流為0。令iL1=0，求得t'4時刻表達式為

6）第6 階段（t5

結合第5 階段推導出的電容電壓及電感電流，在復頻域上運用節點電壓法求出節點電壓表達式，整理之后再經拉氏反變換算出電容C1、C2的電壓及流過L1、L2的電流表達式，并求出t6時刻C1、C2的電壓UC1（t6）、UC2（t6）及L1、L2的電流iL1（t5）、iL2（t6），即

t6時刻流經電感L1的反向電流為0，令iL1（t）=0，求得表達式，t6=t5+，即

7）第7 階段（t6

結合第6 階段推導出的電容電壓及電感電流，在復頻域上運用回路電流法列出方程，求解整理之后再經拉式反變換，得出電容C1、C2的電壓及流過拓撲的電流表達式，并求出t7時刻表達式UC1（t7）及L2的電流iL2（t7），即

t7時刻流經電容C2的電流為0，令iC2=0，求得。

8）第8 階段（t7

結合第7 階段推導出的電容電壓及電感電流，在復頻域上運用回路電流法列出方程，求解整理之后再經拉式反變換，得出電容C1的電壓表達式及電感L2的電流表達式，即

t8時刻電容C1的電壓等于避雷器MOV 的設定電壓，令UC1=UMOV，求得，t8=+t7，則

3 雙電容斷路器仿真分析

利用Matlab/Simulink 軟件，對圖1 的拓撲結構進行分斷等級為10 kV/3 kA 的高壓直流系統短路狀態仿真。仿真模型參數見表2。當預充電電容C1的電壓高于8 500 V 時會造成電能的浪費，當其電壓低于6 500 V 時會對流過MOV 的電流產生較大影響，為了同文獻[13]拓撲比較，所以本文選擇8 500 V。而當預充電電容C1大于0.5 mF 時，會使C2的充電電壓峰值變大，影響分斷速度；當C1小于0.5 mF 時，會使電容C1的反向充電電壓增大，也影響分斷速度，綜合比較后選用0.5 mF。諧振電感L1取值過高的會使電容C1的電壓無法達到避雷器MOV 的閾值電壓，過低的會增大C2電壓峰值，影響分斷時間；諧振電感L2取值過高時會使電容C1的反向充電電壓變大，過低時會影響斷路器正常工作；諧振電感L3應遠大于諧振電感L1和L2，若L3過小，在正常狀態下充電時負載電壓波動會比較大，影響負載正常工作。

表2 仿真模型參數Tab.2 Parameters of simulation model

3.1 機械開關斷開階段

機械開關無弧打開階段的電流波形如圖5 所示。由圖可見，直流系統在5 ms 之前處于正常運行狀態，在5 ms 時開始模擬短路狀態，以21.42 A/μs的電流速度從3 kA 的正常工作電流上升到6 kA，在5.14 ms 達到機械開關預動作電流，此時觸發晶閘管VT1、VT2，回路產生的電流使得機械開關K 動作，20.3 μs 后電流下降為0 A；同時刻二極管VD1自然導通。由于電感L2的阻流效果，二極管VD3在5.26 ms 時才有電流流過。由于二極管VD3的分流效果，流經VT1、VT2的電流逐漸開始下降，并且電流iVT1的下降速度比iVT2快。

圖5 機械開關無弧打開階段的電流波形Fig.5 Current waveforms of mechanical switch at no-arc open stage

機械開關電壓、電流波形如圖6 所示。由圖6可見，機械開關從動作到電流消失過程中并沒有出現過高的電壓，而且從機械開關電流為0 后的0.233 ms 時間處于零壓零流的狀態，該狀態能更好地使機械開關無弧打開。

圖6 機械開關電壓、電流波形Fig.6 Voltage and current waveforms of mechanical switch

3.2 電容放電階段

在5.37 ms 時，電容C1電壓釋放為0，開始反向充電，在5.40 ms 時達到反向電壓最高值，觸發晶閘管VT4，同時刻流過二極管VD1的電流下降至0。5.47 ms 時電容C1經VT4放電結束，流過VT4的電流為0，電容C1開始正向充電，同時刻電容C2充電電壓達到最大值，觸發晶閘管VT3，電容C2通過VT3-VD1釋放電壓，VD1重新有電流流過。5.55 ms時流過L1-VT2的電流為0，電容C2通過VT3-VD4-L1給電容C1正向充電。隨著電容C2電壓的降低，5.66 ms 時流過VD1、VD4的電流逐漸下降為0。電容C2的電壓直到5.72 ms 才全部釋放，電壓歸零，流經VT3的電流也停止流通，為了保持電容C1的充電狀態，觸發VT4，使電流通過US-RS-LS-L2-VD3-C1-VT4-US給電容C1充電。電容放電階段的電流波形如圖7 所示，電容C2的電壓及電流波形如圖8所示。

圖7 電容放電階段電流波形Fig.7 Current waveforms at capacitor discharge stage

圖8 電容C2 電壓及電流波形Fig.8 Voltage and current waveforms of capacitor C2

3.3 避雷器工作階段

氧化鋅避雷器MOV 設定動作電壓為12 kV，C1電壓及MOV 和系統電流波形如圖9 所示，在5.79 ms時氧化鋅避雷器MOV 電流開始上升，電流由充電回路逐漸向氧化鋅避雷器MOV 回路轉移。流過二極管VD3、VT4的電流逐漸降低，當流過氧化鋅避雷器MOV 的電流達到峰值時，不再有電流流過二極管VD3、VT4，二者同時自然關斷。電容C1電壓不再上升，氧化鋅避雷器MOV 進入泄流階段，電路短路，此時電流全部流向氧化鋅避雷器MOV，二者電流同步，在7.7 ms 時下降為0。至此整個分斷過程結束，用時2.7 ms。

圖9 電容C1 電壓及避雷器和系統電流波形Fig.9 Waveforms of voltage of capacitor C1 and current of arrester and system

單、雙電容電壓對比波形如圖10 所示。可見：在相同的仿真環境下，單電容結構的混合型直流斷路器反向電容電壓可以高達7 200 V，達到避雷器閾值電壓的時間為6.3 ms；而雙電容結構的斷路器反向電容電壓不足1 kV，達到避雷器閾值電壓的時間為5.92 ms，雙電容模式的充電時間要比單電容模式的短0.38 ms；雙電容模式整個分斷過程用時2.7 ms，而單電容模式分斷過程用時3.2 ms（詳見文獻[13]），雙電容結構斷路器在分斷速度上優于單電容結構斷路器。單、雙電容性能參數對比如表3 所示。

表3 單、雙電容性能參數對比Tab.3 Comparison of performance parameters between single-and double-capacitor

圖10 單、雙電容電壓對比波形Fig.10 Comparison of voltaye waveforms between single-and double-capacitor

另外，在相同的仿真環境下對本文拓撲與文獻[12]GTO 拓撲進行仿真，發現文獻[12]拓撲中的GTO在關斷時會產生接近140 kV 的電壓和25 kA 左右的電流，對GTO 器件造成擊穿效果；而本文雙電容拓撲中采用的大功率晶閘管都是在電流過零的條件下自然關斷，不存在過電壓擊穿效果。

4 結論

（1）續流回路能夠防止開關打開之后觸頭兩端出現過高的反向恢復電壓；

（2）雙電容拓撲能夠明顯降低單電容拓撲短路工作時過高的反向充電電壓；

（3）雙電容拓撲分斷速度比單電容拓撲更快，整個分斷過程能夠在2.7 ms 內結束；

（4）能夠解決因為電容電壓損耗而引起的初始電容C 電壓不足的問題。