單級Cuk 集成式升壓逆變器的電路拓撲研究

張 賀，李文華，暴二平，劉幗巾

（1.河北工業大學省部共建電工裝備可靠性與智能化國家重點實驗室，天津 300130；2.河北工業大學河北省電磁場與電器可靠性重點實驗室，天津 300130；3.中國航天建設集團有限公司，北京 100071）

逆變器是電力電子領域的一種重要功率變換裝置，在各種工業領域中，如新能源發電系統、電力驅動系統、不間斷電源、靜態頻率變化和變速驅動等[1-2]廣泛應用。傳統的逆變器只能降壓逆變，即其輸出側電壓不能高于輸入側直流電壓，所以在實際應用中，為了滿足低輸入電壓的逆變場合，要提高逆變器的升壓能力。

目前，非隔離型逆變器可以通過2 種方法實現升壓逆變。第1 種方法是通過在直流電源側級聯一級DC-DC 變換電路，抬高電壓等級，再通過逆變器以構成兩級電路來實現[3]，兩級電路的變換級數多，使電路系統復雜，且成本高，效率較低；第2 種方法是采用單級升壓逆變器，通過在輸入電源側與逆變橋之間加入無源阻抗網絡，使逆變器可工作于升降壓模式。比如Z 源逆變器[4-6]可運用于需要升壓的場合，但要引入直通占空比來完成升壓，而占空比受逆變器調制因子的限制，升壓能力受限，且中間開關管直通狀態下功率損耗嚴重。一些國內外學者陸續提出不同形式的無源阻抗網絡來提高逆變器的升壓增益[7]，但所提結構一般較為復雜，且功率器件眾多，系統集成度較差。單級升壓逆變器可以通過傳統逆變器與變換器集成構造集成式升壓逆變器，其拓撲減少了元器件數量，降低了電路成本，并提高了系統集成度[8]。

國內外在構造集成式升壓逆變器方面已經取得了一些成果。文獻[9]提出了一種雙Cuk 型逆變器拓撲，該逆變器具有升壓功能，適用于寬范圍變化輸入的可再生能源發電系統，但在直流電源側需要雙電源供電，且所用無源器件較多，增加了系統體積的同時也降低了系統的壽命和可靠性；文獻[10]采用諧振機理構成升壓逆變器拓撲，實現對開關電源的軟開啟，但是電網電壓正、負半周的不對稱運行給其控制帶來了很大的挑戰[11]；文獻[12]將Boost變換器和全橋逆變器集成構成升壓逆變器拓撲，其電路設置單個升壓電感與電容，雖然幾乎消除了零交叉失真問題，但在高頻工作時每個支路中2 個開關管的開關時序互補，需要設置死區時間，且所有開關管在整個周期內的高頻調制伴隨著較高的開關損耗。

本文提出了一種單級Cuk 集成式升壓逆變器的電路拓撲。該逆變器采用單電源供電，增加了系統的可靠性，且電路中的無源器件數目較少，結構對稱，控制方法簡單，開關管僅在半個周期內工作，開關損耗低，具有體積小和系統集成度高的特點，適用于低輸入電壓的逆變場合。

1 電路結構及工作原理分析

1.1 電路結構及調制方式

本文提出的單級Cuk 集成式升壓逆變器電路拓撲如圖1 所示，其中，Vin為直流電壓源，L1為直流側儲能電感，C1、C2為中間電容，R 為負載電阻，Cf為濾波電容，Lf為濾波電感，Vo為輸出電壓。由圖1可見，該拓撲結構對稱，Vin和L1構成升壓網絡，對2 個中間電容進行充電使其儲能，電容儲能后為負載傳遞能量，傳遞能量的過程中采用4 個開關管的開通時序變化實現升壓逆變的功能。

圖1 主電路拓撲Fig.1 Topology of main circuit

本文所提電路結構采用單極性正弦脈寬調制SPWM（sinusoidal pulse width modulation），表1 為電路開關管在1 個開關周期內的開關時序狀態，其中，S1和S2開通狀態一致，僅在負半周期內做高頻調制；S4和S5的開通狀態一致，僅在正半周期內做高頻調制；S3和S6工作在工頻周期。

表1 開關時序Tab.1 Time sequences of switches

圖2 為正弦調制波正半周期內的主要工作波形，其中，ugS3為開關管S3的控制信號，ugS4為開關管S4的控制信號，ugS5為開關管S5的控制信號，iL1為 流過輸入電感的電流，iLf為流過濾波電感的電流，uC2為電容C2兩端電壓。

結合表1 和圖2 來分析單級Cuk 集成式逆變器的具體工作模式。

圖2 正弦調制波正半周期內的主要工作波形Fig.2 Main operation waveforms in positive half-cycle of sine modulation wave

1.2 電路工作模式分析

為便于分析，假設逆變器已工作在穩定狀態，且所有功率開關管、電感和電容均為理想元件。基于上述假設，在1 個開關周期中，把電路拓撲分為4 種工作模式，圖3 為每種工作模式對應的等效電路。

圖3 電路工作模式Fig.3 Operation modes of circuit

1.2.1 正弦調制波正半周期

當電路工作在正弦調制波正半周期時，存在2種工作模式。

工作模式1 如圖3（a）所示。在此工作模式下，開關管S3、S4、S5導通，開關管S1、S2、S6關斷。電源Vin-L1-S4組成閉合回路，Vin給輸入電感L1充電，L1儲能，電感電流iL1線性上升；C2-S4-S3-Lf-負載-S5組成閉合回路，D2由于承受反壓截止，流經電感Lf的電流iLf線性上升。在這個階段，有

式中：uC1為中間電容C1兩端電壓；Vo為輸出電壓。設逆變器工作時的開關周期為Tn，開關管S4開通時間與開關周期的比值為占空比d，且占空比可變，下同。

工作模式2 如圖3（b）所示。在此工作模式下，開關管S1、S2、S4、S5、S6關斷，開關管S3導通，DS6續流導通。Vin-L1-C2-D2組成閉合回路，Vin與L1對電容C2充電，輸入電感L1的電流iL1線性下降；Lf-負載-DS6-S3組成閉合回路，流經電感Lf的電流iLf也線性下降。在這個階段，有

式中，uC2為中間電容C2的電壓。

1.2.2 正弦調制波負半周期

當電路工作在正弦調制波負半周期時，存在2種工作模式，此狀態與電路在正弦調制波正半周期工作時的狀態相同，只是電容充、放電路徑發生了改變，公式不再贅述。

工作模式3 如圖3（c）所示.在此工作模式下，開關管S1、S2、S6導通，開關管S3、S4、S5關斷。Vin-L1-S1組成閉合回路，Vin給輸入電感L1充電，L1儲能，電感電流iL1線性上升；電容C1-S1-S6-負載-Lf-S2組成閉合回路，D1由于承受反壓截止，流經電感Lf的電流iLf線性上升。

工作模式4 如圖3（d）所示.在此工作模式下，開關管S1、S2、S3、S4、S5關斷，開關管S6導通，DS3續流導通。Vin-L1-C1-D1組成閉合回路，Vin與L1對電容C1充電，輸入電感L1的電流iL1線性下降；DS3-S6-負載-Lf組成閉合回路，流經電感Lf的電流iLf線性下降。

另外，在工作模式2 中，當Vin與L1給C2充電時，同時也會通過D1給C1充電。同理，在模式4 中，Vin與L1也是同時通過D1與D2分別給C1與C2充電。考慮到以上回路在中間電容充電時間內，提供給C1和C2足夠的電壓，并沒有影響逆變器的升壓逆變功能，有利于整體電路的正常運行。

2 升壓網絡參數設計

2.1 臨界電感分析

由2 個Cuk 變換電路集成的逆變器，在正弦調制波正、負半周都需要獨立工作且輸出半個正弦波，故電路輸入電感電流會在斷續狀態和連續狀態中切換工作。以正弦調制波正半周期的工作模式為例，假設逆變器已工作在穩定狀態且中間電容電壓保持不變，所有功率器件均為理想元件。圖4 為1個開關周期Tn內，L1工作于斷續狀態和Lf工作于連續狀態的電流iL1和iLf波形，其中，開關管S4在（0～d）Tn內開通，開通期間2 個電感同時充電，直到開關管S4關斷，2 個電感電流達到最大值后開始下降。在（d～d1）Tn這段時間內，電感L1電流由最大值降為0；在（d～d2）Tn這段時間內，電感Lf電流由最大值降為0。

圖4 iL1和iLf波形Fig.4 Waveforms of iL1 and iLf

等效電路在1 個開關周期內，電感兩端電壓對時間的積分為0，由式（1）～式（4）可得

由式（5）和式（6）可得輸入、輸出電壓關系為

1 個開關周期Tn內，電感電流平均值為

當電感L1和Lf的電流臨界連續時，充電與放電時間正好為1 個開關周期，則有

由能量守恒定律得

由電感Lf電流iLf連續得

則L1和Lf的臨界電感分別為

由上述分析可知，電感L1工作于連續與斷續兩種狀態，故設計電路時輸入電感取值可以比其臨界電感稍小，電感Lf則需要工作在連續狀態，設計電路時對濾波電感的取值要大于其臨界電感。

2.2 電容參數分析

當逆變器在1 個開關周期Tn內工作時，中間電容C1和C2周期性充放電，其電壓在工作模式2與工作模式4 時達到最大值，在工作模式1 與工作模式3 時會降到最小值，即出現電壓紋波。

電容電壓紋波和電流的關系可以表示為

當逆變器處于工作模式1 與工作模式3 時有

設電容電壓紋波系數為rC，則電容電壓紋波為

再由式（5）和式（6）可得，電容C1和C2的臨界參數為

由上述對電路工作模式的分析可知，電路在正弦調制波正半周期與負半周期的工作模式相同，只是電容充、放電路徑發生了改變，故中間電容C1與C2取值相同，以保證正、負半周對稱的穩定輸出。

3 仿真和實驗結果

3.1 仿真研究

本文在理論分析的基礎上，在電路仿真軟件下搭建了系統模型，對提出的單級Cuk 集成式升壓逆變器進行了仿真分析。仿真參數如下：L1=0.2 mH、Lf=40 mH、C1=470 μF、C2=470 μF、Cf=50 μF，輸入電壓為DC 30 V，調制比M=0.6。集成式逆變器的仿真波形如圖5 所示。

圖5 集成式逆變器的仿真波形Fig.5 Simulation waveforms of integrated inverter

根據仿真結果可知，橋臂輸出電位差uab與中間電容電壓相等，說明在開關管S1關斷期間，C1充電儲能；在S1導通期間，C1向負載釋放能量，因此電容C1起到能量傳遞的作用。由圖5（a）可見，電容C1在充、放電時的電壓波動與其平均值的比值是很小的，故可以認為uC1是恒定電壓。由圖5（e）可見，當輸入電壓波擾動時，因為電容兩端電壓在電路進入穩態后不能突變，使得輸出波形基本沒有受到影響。仿真結果驗證了電路工作原理的正確性。

3.2 實驗研究

按照設計的樣機參數，構造了實驗樣機，實驗參數如下：L1=0.2 mH、Lf=40 mH、C1=470 μF、C2=470 μF、濾波電容為50 μF，輸入電壓為DC 30 V，調制比M=0.6，開關頻率為10 kHz。以PIC 單片機作為控制器進行了實驗驗證。

實驗結果如圖6 所示。圖6（a）為電容C1實驗電壓波形，可見電容電壓uC1約為161 V；圖6（b）為橋臂輸出電位差uab實驗波形，由圖可見輸出電壓約為161 V 左右，與電容電壓uC1相等；圖6（c）為橋臂輸出電位差uab局部放大實驗波形；圖6（d）為負載上的輸出電壓實驗波形；圖6（e）為L1的電流局部放大波形，電流存在斷續與連續兩種狀態，與理論分析一致。實驗結果驗證了原理的正確性，說明該逆變器具有升壓功能。

圖6 集成式逆變器實驗波形Fig.6 Test waveforms of integrated inverter

4 結論

（1）本文提出的單級Cuk 集成式升壓逆變器新拓撲能夠實現單級升壓逆變，且無源器件少，電路結構緊湊對稱，具有升壓能力強、集成度高等優點。

（2）該逆變器采用可變占空比和改變電容放電路徑實現升壓逆變，輸出電壓的幅值可以調節。

（3）該逆變器的中間電容兩端電壓在電路進入穩態后不能突變，因此對輸入側電壓擾動具有抑制作用。