儲能用懸浮交錯雙向DC/DC 變換器

陳 新，王 康，陳金祥，張純江

（1.國網福建省電力有限公司電力科學研究院，福州 350007;2.燕山大學電氣工程學院，秦皇島 066004）

當前，發展清潔低碳能源是調整能源結構的主攻方向,其中光伏和風力發電是最為主要的新能源發電形式。由于光伏和風力發電存在隨機性和波動性[1]，應用在直流微電網中會引起直流母線側功率波動，影響直流微網的安全穩定運行[2]，故儲能被廣泛應用于新能源發電系統中。作為儲能系統的核心功率變換單元，雙向DC/DC 變換器起著控制功率雙向流動、實現直流母線側電能供需平衡的作用[3-4]。

雙向DC/DC 變換器分為隔離型與非隔離型[5]。隔離型DC/DC 變換器可實現電源與負載之間的電氣隔離，使具有電氣安全性，但高頻變壓器體積較大、成本高，并且受其制約難以實現大功率。而非隔離型DC/DC 變換器無高頻變壓器，可以顯著減小裝置體積，功率不受高頻變壓器的限制，可以達到幾百千瓦，甚至兆瓦，受到廣泛關注[6]。

文獻[7]提出了一種三電平雙向DC/DC 變換器，可使開關管電壓應力減半，但升壓電容的存在會降低效率且需要額外的穩壓控制來保證所有開關器件承受的電壓相同；多相交錯結構[8]能夠大大降低器件電流應力，有利于提升變換器的容量。以上2種結構都沒有起到提升電壓增益的作用。有學者將上述2 種結構結合，提出了新型交錯并聯雙向DC/DC 變換器[9-10]，不僅降低了開關應力，提高了電壓增益，而且實現了2 個電感電流自動均流，只是對結構中開關電容要求比較高。文獻[11]提出了輸出串聯輸入并聯即IPOS 結構，使變換器兩側電流都實現交錯，在占空比大于0.5 時自動均壓，但占空比小于0.5 時不能實現電容電壓和電感電流的同時均衡。上述結構在增益和電壓應力上有很大改善，但是不利于多相擴展，容量受到限制，因此一種將基本Boost 變換器及其共陽極結構進行輸入并聯、輸出懸浮串聯的電路結構被提出[12-13]，作為DC/DC 升壓拓撲廣泛用于光伏發電系統或燃料電池汽車等。根據文獻可知，其效率優于傳統Boost 變換器，在結構上也可以實現多相擴展。根據這一特點，若將拓撲中的二極管替換為全控型開關器件并配合適當的控制方式，可擴展為雙向變換器，在高壓大容量儲能場合將具有顯著的性能優勢。

本文在懸浮交錯Boost 變換器（功率單向傳輸）[13]的基礎上，通過應用全控型功率器件和改進驅動方式，將其擴展為懸浮交錯雙向DC/DC 變換器FIBDC（floating interleaved bi-directional converter），在詳細分析其工作原理的基礎上，給出靜態增益以及功率器件承受的電壓和電流應力，對蓄電池側的電流紋波進行詳細分析，提出同占空比交錯控制，既簡化了采樣與控制，還能同時實現母線電壓穩定和內部子變換單元工作平衡。該變換器不僅具有三電平變換器低電壓應力，而且電壓增益也得到提高，不存在三電平中飛跨電容可能導致的開關器件電壓應力偏置（需要額外的穩壓控制）。與改進型交錯并聯雙向DC/DC 變換器相比，該變換器可以降低器件電壓應力，減小輸入輸出電流紋波，并且具有可多相擴展的獨特優勢，可以實現容量上的增大。

1 FIBDC 雙向工作原理

圖1 為典型的風光儲直流微電網系統結構，其中雙向DC/DC 變換器采用懸浮交錯拓撲，如圖2 所示。圖2 中VH和Vb分別為直流母線側電壓和蓄電池側電壓；iH和ib分別為變換器母線電流和蓄電池放電電流（圖2 中標注的電流方向為正方向）；L1和L2為2 個子變換單元的升壓電感；iL1和iL2為電感L1和L2的電流；C1和C2分別為2 個子變換單元的直流母線即輸出側濾波電容；VC1和VC2為C1、C2電壓；S1、S2、S3、S4為4 只開關管，D1、D2、D3、D4分別為它們的反并聯二極管。

圖1 典型的風光儲直流微電網系統Fig.1 Typical wind-PV-storage DC microgrid system

圖2 懸浮交錯雙向DC/DC 變換器Fig.2 Floating interleaved bi-directional DC/DC converter

4 只開關管驅動信號如下：S1、S3驅動信號互補；S2、S4驅動信號互補；S1、S2交錯工作，驅動信號相差180°相位；S3、S4交錯工作，驅動信號相差180°相位。由于該變換器Boost 模式下的工作情況已被廣泛研究，基于篇幅限制，本文主要研究其在Buck 模式下的工作原理，此時S3和S4作為主控管。以D>0.5 的工作過程為例，其各階段等效電路如圖3 所示，理論工作波形如圖4 所示。

圖4 Buck 模式下D>0.5 時FIBDC 理論波形Fig.4 Theoretical waveforms of FIBDC in Buck mode when D>0.5

具體工作過程如下。

（1）t0～t1（持續時間為（D-0.5）Ts）：S3和S4都開通，變換器工作于狀態1，如圖3（a）所示。電源VH分別通過C1和L1、C2和L2對儲能電池Vb充電，電感電流iL1和iL2反向增加，VC1和VC2降低。

（2）t1～t2（持續時間為（1-D）Ts）：S4關斷，S3開通，變換器工作于狀態2，如圖3（b）所示。直流母線電壓VH繼續通過C1和L1對儲能單元Vb充電，電感電流iL1繼續反向增加，電感電流iL2經S2的反并聯二極管D2反向續流，iL2反向減小，VC1降低，VC2升高。

圖3 Buck 模式下FIBDC 的不同等效狀態Fig.3 Equivalent states of FIBDC in Buck mode

（3）t2～t3（持續時間為（D-0.5）Ts）：該時段變換器再次工作于狀態1。

（4）t3～t4（持續時間為（1-D）Ts）：S3關斷，S4開通，變換器工作于狀態3，如圖3（c）所示。電源VH通過C2和L2對儲能單元Vb充電，電感電流iL1經S1的反并聯二極管D1反向續流，電感電流iL2反向增加，iL1反向減小，VC1升高，VC2降低。

同理，當變換器的主控管工作在占空比D<0.5時，其等效工作狀態將在狀態2、狀態3 和狀態4 之間不斷切換，其中狀態4 的工作原理為：電源VH經C1和C2對儲能單元Vb充電，同時電感L1、L2分別經S1、S2的反并聯二極管D1、D2反向續流，電流iL1、iL2都反向減小。

綜上可知，懸浮交錯雙向DC/DC 變換器可以雙向工作。

2 FIBDC 性能分析

2.1 電壓增益與開關管應力

根據圖2 可知，懸浮交錯雙向DC/DC 變換器存在的電壓和電流關系為

設其內部子變換單元占空比均為D，則有

由此可以得到其電壓增益Msub為

此時，開關管應力為子變換單元的電容電壓，即輸入輸出電壓之和的一半。可見，相較最常見兩電平雙向DC/DC 變換器，該變換器的增益明顯提升，開關應力明顯降低。表1 為3 種變換器增益和功率器件承受電壓、電流應力的對比，其中Ib為電池側ib的平均值。

表1 三種變換器性能對比Tab.1 Comparison of performance among three converters

2.2 電流紋波

設單個電感電流波動為ΔiL，低壓側電池電流波動為Δib，則t3時刻各電流分別為

根據式（5）～式（7），可以得到各電流紋波之間的關系為

對比式（8）和式（9）可知，Δib相比于ΔiL明顯減小，且當占空比D=0.5 時最小值為0。又由式（2）可知，電池電流等同于在電感電流之和基礎上疊加了負的高壓側電流，故其波動值略大于2 個電感電流之和的波動。

2.3 電壓紋波

FIBDC 有2 個子變換單元，每個子變換單元的高壓側均有一個濾波電容穩定電壓，2 個電容充放電造成各自電容電壓波動，從而導致母線電壓波動。設2 個電容電壓的波動均為ΔVC，高壓側電壓波動為ΔVH，結合圖4 中t3時刻各電壓進行數學分析，其等式為

根據式（10）～式（12），可以得到各電流紋波之間的關系為

由式（13）可見，高壓側母線電壓紋波會進一步減小，當占空比D=0.5 時最小值為0。

3 變換器同占空比控制

3.1 典型控制

目前針對懸浮交錯DC/DC 變換器的控制主要有以下2 種。

（1）2 個子變換器各自的電容電壓與電感電流構成電壓和電流雙閉環。這種控制方式下母線電壓會隨著低壓側（輸入側）電壓改變而變化，不能穩定。若想得到穩定的母線電壓輸出，需要實時檢測低壓側電壓，并修正更新2 個電容電壓給定值，這無疑增加了額外的檢測成本和計算內容。

（2）單電壓雙電流控制。將母線電壓作為被控對象，電壓環的輸出作為2 個電感電流環的公共給定，不僅簡化了控制，而且不需要其他的變量檢測與控制。此種控制方式可以穩定直流母線電壓。

當考慮變換器的雙向工作控制時，第一種控制方案同樣適用，但是其采樣數量和調節器的數量偏多；而第二種單電壓雙電流控制的平均分流會導致系統呈現負阻抗特性[14]，此時系統不穩定，最終出現僅有一相工作的情況。

3.2 同占空比交錯控制

基于第2.1 節的分析，本文采用一種更為簡單的控制方法，即相同占空比交錯控制，將直流母線電壓和低壓側電池電流作為控制對象，得到共同的占空比信號，再將驅動信號進行相位交錯180°分別發送給2 個子變換單元的主控開關管，具體控制策略如圖5 所示。

圖5 FIBDC 控制框圖Fig.5 Control block diagram of FIBDC

上述控制不僅可以實現每個子模塊的高壓側電壓跟隨和電池的檢測與限制，還能保證其內部子變換單元的平衡，控制過程簡單。此方法的前提是2 個子變換單元參數無明顯差異，而當參數差異過大時，會影響其內部子變換單元的平衡度，在此不做詳細論述。

4 實驗驗證

為了驗證FIBDC 及其控制方法的性能，本文搭建了小功率實驗平臺，如圖6 所示，實驗系統電路構成如圖7 所示。

圖6 FIBDC 儲能系統實驗平臺Fig.6 Experimental platform of energy-storage system of FIBDC

圖7 實驗系統電路構成Fig.7 Circuit composition of experimental system

實驗平臺主要包括3 個部分：風力發電模擬系統，由電壓源與可調電阻串聯進行等效，通過調節電阻實施模擬風電系統出力變化；一定功率需求的直流負載；FIBDC 與磷酸鐵鋰電池構成的儲能系統。主電路輸出電壓的檢測采用霍爾電壓傳感器以獲得強電與弱電的隔離。另外，在繪制PCB 時將模擬地線與數字地線分別集中接地并及加入小電感以抑制EMI。霍爾電壓傳感器采用宇波模塊CHV-25P，霍爾電流傳感器采用宇波模塊LA-50P，IGBT 型號為FGL40N120AND（1 200 V/40 A）。儲能系統的主要參數如表2 所示，具體參數計算見文獻[14]。

表2 儲能系統主要參數Tab.2 Key parameters of energy-storage system

為了驗證FIBDC 的雙向工作，根據表3 參數進行充、放電實驗。

表3 FIBDC 的充、放電實驗參數Tab.3 Experimental parameters of charge/discharge of FIBDC

開關管的驅動波形如圖8 所示。由圖8 可以看出，S1、S3驅動波形互補，S2、S4驅動波形互補；S1和S2驅動波形交錯180°，S3和S4驅動波形交錯180°，且一個開關周期為50 μs（即開關頻率fs=20 kHz）。

若風電模擬系統出力較小，則不足以提供負載所需能量，蓄電池放電以對負載進行能量補充，具體放電實驗波形如圖9 所示，圖中，iw表示風電模擬系統的輸出電流。由實驗結果可知，直流母線電壓VH能夠穩定于給定值240 V，各處電流均為正值，蓄電池處于放電狀態；隨著風電模擬系統出力增加，蓄電池提供的能量減少，其電流也隨之降低；FIBDC 內部子變換器的電感電流與電容電壓分別相等，說明控制策略可以實現放電模式下高壓側電壓穩定、功率調整和內部能量均衡。

圖9 FIBDC 放電實驗波形Fig.9 Discharge experiment waveforms of FIBDC

當風電模擬系統出力過多時，除給負載供電外還有剩余，此時系統對蓄電池充電，具體實驗波形如圖10 所示。由圖10 可見，電壓依然穩定輸出，所有電流均反向，蓄電池處于充電狀態。隨著風電模擬系統出力增加，蓄電池充電電流增加，變換器內部仍平衡工作，說明充電模式下控制策略仍然可以實現高壓側電壓跟隨、功率調整和內部能量均衡。

圖10 FIBDC 充電實驗波形Fig.10 Charge experiment waveforms of FIBDC

此外，通過子模塊充放電實驗結果中的電流波形也可知，低壓側電池電流ib的波動相比于電感電流iL1和iL2波動明顯減小，證明FIBDC 結構有利于減小電池側紋波，這對降低蓄電池充放電過程的發熱、延長其使用壽命有重要作用。另外，實驗測得在700 W 下電壓由75 V 升壓至240 V 時的效率約為95%。

5 結語

本文從儲能DC/DC 變換器應用于高壓大容量場合面臨的開關管應力過大以及容量擴展受限的角度出發，通過對比三電平結構以及改進型交錯并聯結構發現，懸浮交錯單向Boost 變換器具有兩者共同的優點，因此在此基礎上將其拓展為懸浮交錯Buck-Boost 雙向DC/DC 變換器FIBDC，其電壓增益獲得到提升，開關管應力降低，輸入輸出紋波大大減小，并具備多相擴展的獨特優勢。由于Boost 工作模式與文獻[13]類似，所以重點分析了變換器Buck模式下的工作機理。通過公式推導，定量分析了變換器的增益、器件應力以及電壓電流紋波之間的聯系，驗證了其在上述方面的優越性能。以該變換器為核心搭建了儲能實驗平臺，為實現變換器雙向工作和支撐直流母線電壓，采用以母線電壓和電池電流為控制對象的同占空比交錯控制策略，既可以保證母線電壓穩定，又可以使子變換單元平衡工作，而且控制簡單。最后，通過實驗驗證了該變換器的雙向工作性能以及控制方案的有效性。