基于倍壓單元耦合電感高增益DC/DC 變換器

榮德生，袁亞松，孫瑄瑨，劉飛揚，高 妍

（遼寧工程技術大學電氣與控制工程學院,葫蘆島 125105）

隨著一次能源的日益短缺，光伏發電起到越來越重要的作用[1-2]，但其輸出電壓較低。Boost 變換器具有升壓作用，因此被廣泛應用于光伏發電，但是傳統Boost 變換器對電壓增益的提高能力有限，開關管電壓應力也比較大。文獻[3-4]提出一種交錯并聯Boost 變換器，電壓增益提高較多,且開關管應力電壓較小，但是對電流紋波沒有進一步分析；文獻[5]引入了開關電容網絡，DCM 單元并聯個數增多，電壓增益線性提高，但是隨著并聯DCM 單元的增加，使得電路和控制方法都比較復雜；文獻[6-7]提出了磁集成的設計準則以及氣隙磁路的研究，為本文的磁集成提供理論依據；文獻[8-9]提出了多輸入直流變換器，提高效率；文獻[10]提出一種隔離型交錯并聯耦合電感高增益Boost 變換器，降低開關管應力，但體積比較大，在許多場合應用受到限制。

針對光伏發電系統中對高增益輸出的需求[11-12]，本文提出基于倍壓單元的高增益變換器，元器件數量少，電壓增益得到很大提高，開關管應力電壓得到很好改善，且將2 個獨立電感耦合磁集成，有效減小了電感電流紋波。耦合電感的設計方案是全正向耦合，經仿真和實驗可得該變換器性能優異，具有實際應用價值。

1 變換器的拓撲結構及工作原理

1.1 拓撲結構

具有倍壓單元的磁集成Boost 變換器如圖1 所示，倍壓單元由電容C1、C2和二極管D1、D2、D3組成，電感L1、L2正向耦合。輸入電壓為6 V，L1=L2=50 μH，C0=C1=C2=20 μF，所有器件均為理想狀態，開關管占空比為D。

圖1 基于倍壓單元耦合電感高增益直流變換器Fig.1 Coupling inductor high-gain DC/DC converter based on voltage doubling unit

1.2 工作模態

在一個開關周期T 內，存在2 種工作模態。對應的開關管和二極管狀態如表1 所示，變換器的主要工作波形以及開關模態的等效電路分別如圖2和圖3 所示。

圖2 變換器的主要工作波形Fig.2 Key working waveforms of converter

圖3 不同模態的等效電路Fig.3 Equivalent circuits in different modes

表1 開關管和二極管狀態Tab.1 States of switch tubes and diodes

模態Ⅰ：開關管S1和S2同時開通。L1、L2和后級電路關系相同，故變化量相同，此時2 個電感同時充電，電源和C2共同給C1充電，其充電回路為V-S2-C2-D2-C1-S1，C1的電位為右正左負，電容C0給負載Ro供電。

模態Ⅰ的電路表達式為

式中：L 為自感系數；M 為互感系數；iL1和iL2分別為電感L1和L2的電流Vin為輸入電壓；VC1和VC2分別為電容C1和C2的兩端電壓。

模態Ⅱ：S1和S2關斷。電源和L1、L2及C1一起給負載供電并同時給C2充電。C2充電回路為V-L1-D1-C2-L2，C2的電位為上正下負，負載Ro的供電回路為V-L1-C1-D3-Ro-L2。

模態Ⅱ的電路表達式為

式中，Vo為輸出電壓。

2 變換器的性能分析

2.1 穩態電壓增益

電感L1和L2的變化量相同，此處L=L1=L2，根據式（1）和式（2）可得電感電流變化量為

根據電感電流伏秒平衡定理可得，變換器的電壓增益表達式為

2.2 變換器的電感電流紋波分析

獨立電感時電感電流紋波為

對電感進行耦合集成，正向耦合的互感為M，此處L=L1=L2，耦合后電感電流紋波為

設耦合系數為K，則

由式（6）和式（7）可得

理想情況下K 達到1，此時電流紋波為

可見，電感電流紋波減小約一半。

2.3 開關管電壓應力

開關管開通時應力為0，根據電路拓撲和模態分析，二極管和開關管的電壓應力分別為

式中，VS1、VS2和VD1、VD2分別為S1、S2和D1、D2的電壓應力。

以具體實例對本文變換器和傳統Boost 變換器進行對比分析。當輸入電壓都為6 V、輸出電壓達到24 V 時，傳統Boost 變換器開關管應力為24 V，本文變換器開關管應力電壓為8 V，可見，對比傳統Boost 變換器，在開關管應力方面得到明顯改善。另外，當占空比取0.85 時，輸出電壓為150 V，開關管電壓應力約為40.5 V。當電壓增益很大時，開關管應力得到很好地限制，即本文提出的變換器適合應用于電壓較高的場合。

3 集成磁件設計

本文采用“EE”型對電感耦合，電感L1和L2纏繞方式如圖4 所示。“EE”型電感具有許多優點，如耦合系數調節方便簡單、耦合度高等。

圖4 耦合電感的結構Fig.4 Structure of coupling inductor

3.1 耦合電感磁路分析

文獻[11]分析了帶有氣隙的磁路電感，電感自感計算公式為

式中：N 為電感L1和L2的匝數；R 為磁阻。

當磁芯氣隙為δ 時，磁阻R 表示為

正向耦合時，互感M 為

L1＝L2時，耦合系數K 為

電感L1和L2完全正向耦合，即耦合系數無限接近1。

3.2 拓撲延伸

把獨立電感換成開關電感，增益會進一步提高，如圖5 所示，模態分析與獨立電感相同。列寫電壓增益公式為

圖5 基于開關電感倍壓單元耦合電感高增益直流變換器Fig.5 Coupling inductor high-gain DC/DC converter based on switching inductor and voltage doubling unit

4 仿真與實驗驗證

4.1 仿真驗證

用PSIM 仿真軟件進行仿真驗證。元器件參數分別為：Vin=6 V，電感L1=L2=20 μH，耦合系數K=0.96，電容C1=C2=20 μF，負載電阻Ro=40 Ω，電容C0=100 μF，開關頻率為f=50 kHz。

圖6 和圖7 分別為當占空比為0.5 時傳統Boost 變換器和本文變換器的輸出電壓仿真波形，分別為12 V 和40 V，與文中電壓增益公式相對應。

圖6 傳統Boost 變換器輸出電壓仿真波形Fig.6 Simulation waveform of output voltage from the traditional Boost converter

圖7 本文變換器輸出電壓仿真波形Fig.7 Simulation waveform of output voltage from the proposed converter

圖8 是獨立電感和耦合后電感電流紋波，可見約減小一半。圖9 為當占空比為0.75 時換開關電感前后輸出電壓波形，電壓增益與文中公式對應。圖10 為占空比為0.85 時輸出電壓Vo和VvpsS的仿真波形。

圖8 耦合前、后電感電流紋波仿真波形Fig.8 Simulation wave form of inductor current ripple before and after coupling

圖9 占空比為0.75 時帶有開關電感和獨立電感的輸出電壓仿真波形Fig.9 Simulation wave form of output voltage with switching inductor and independent inductor at duty ratio of 0.75

圖10 占空比為0.85 時輸出電壓Vo 和開關管電壓應力VvpsS 的仿真波形Fig.10 Simulation wave form of output voltage Vo and switching tube voltage stress VvpsS at duty ratio of 0.85

4.2 實驗驗證

為了驗證理論分析的正確性，設計一臺變換器原理樣機。樣機參數設置為：輸入電壓Vin=6 V，電容C1=C2=20 μF，C0足夠大，開關頻率f=50 kHz，正向耦合系數為0.96。表2 是耦合電感實驗數據。

表2 耦合電感實驗數據Tab.2 Experimental data of coupling inductor

經過實驗所得的波形如圖11～圖13 可見，圖11 中實驗所測的輸出電壓Vo約為41 V，計算所得的理論值為42 V。由圖12 和圖13 可見，獨立電感的電流紋波值約為1.76 A；對開關電感中的2 個電感進行耦合，耦合電感電流紋波值約為0.89 A，大約減小一半。以上數據與理論分析基本一致，驗證了理論分析的正確性。

圖11 輸出電壓Vo 的實驗波形Fig.11 Experiment waveform of output voltage Vo

圖12 獨立電感電流實驗波形Fig.12 Experiment waveform of independent inductor current

圖13 耦合電感電流實驗波形Fig.13 Experiment waveform of coupling inductor current

5 結論

本文提出一種基于倍壓單元耦合電感高增益直流變換器，具有以下優點：

（1）電壓增益得到明顯提高；

（2）變換器電感電流紋波顯著減小；

（3）當增益很大時，開關管應力電壓減小明顯。