一種新型的混合MMC預充電策略

譚倫農，韓磊

（江蘇大學電氣信息工程學院，江蘇 鎮江 212013）

模塊化多電平換流器（modular multilevel converter，MMC）由德國學者 R.Marquardt于 2001年首次提出，其優越的特性使柔性直流輸電成為近年來研究的熱點[1-3]。在MMC柔性直流輸電系統運行中，設置預充電可以避免出現較大的沖擊電流，因此有必要對其預充電進行研究。目前對半橋型MMC預充電策略的研究較為充分[4-5]，但對混合子模塊的充電研究較少。混合型MMC主要沿用半橋型MMC的預充電模式，但是由于充電過程中，全橋子模塊（full-bridge sub-modules，FBSM）的充電速度是半橋子模塊（half-bridge submodules，HBSM）的2倍，所以在不控充電結束后兩者電壓有著很大差異，同時在后續的充電過程中，HBSM的工作依賴于自取電能，子模塊自取能的啟動電壓一般為額定電壓的25%，HBSM在此過程結束后可能達不到取能要求，同時兩類模塊的比例也會影響充電結果，因此需要提出一種通用的策略來對混合子模塊進行充電。文獻[6]對混合型MMC的啟動進行了數學上的理論推導，提出令FBSM工作在HBSM的模式來解決電壓不均衡問題，但忽略了初始狀態下FBSM同樣存在自取能不足的問題。文獻[7]提出了將兩類子模塊分組充電的方式，這種方法增加了充電時間且操作復雜。文獻[8]提出了啟動過程限流電阻保護策略。

本文對現有策略進行改進，通過FBSM延遲投入的方式消除了FBSM與HBSM電壓不均的現象，待兩類子模塊電壓相等時令FBSM工作在HBSM狀態，消除了子模塊充電速度差異的同時解決了FBSM占比較高時HBSM自取能不足的問題，該方法避免了分組充電且無需多次觸發IGBT動作，降低了復雜性，對不同子模塊配置比的混合型MMC有廣泛的適應性。

1 傳統不控充電分析

圖1為基于HBSM和FBSM的子模塊混合型MMC以及兩類子模塊拓撲圖。每相由上、下兩個橋臂組成，每個橋臂有Nh個HBSM和Nf個FBSM，其中L0為橋臂電抗。

圖1 混合MMC與子模塊拓撲圖Fig.1 Topology of hybrid MMC and SMs

由于啟動時子模塊電容達不到IGBT自取能的要求，半橋子模塊和全橋子模塊全部處于閉鎖狀態，交流線電壓對兩橋臂中Nh個半橋子模塊和2Nf個全橋子模塊進行充電，以Uab為例，a，b兩相上橋臂充電如圖2所示。

圖2 Uab不控充電回路Fig.2 Uncontrolled charging circuit of Uab

當不控充電結束時，全橋子模塊電壓Ucf，半橋子模塊電壓Uch以及交流線電壓峰值Ul的關系如下：

圖2中，a相上橋臂的全橋子模塊通過T2和T3所對應的的反并聯二極管進行充電，而b相上橋臂的全橋子模塊通過T1和T4的反并聯二極管進行充電，也就是說無論充電電流ism方向如何，FBSM始終處于充電狀態，而HBSM只有在充電電流ism與參考方向相同時才會充電，因此HBSM充電時間只有FBSM的1/2，分析可得不控充電結束時全橋子模塊的電壓是半橋子模塊的2倍，即

MMC正常運行時直流側電壓Udc與交流相電壓幅值Up滿足如下關系：

式中：M為調制比，一般取0.85。

MMC正常運行時子模塊額定電壓記為Ucr，在不考慮子模塊冗余和全橋子模塊負電平工作的情況下，Udc等于某個橋臂所有子模塊電壓之和，即

結合式（1）～式（4）可得：

由于HBSM與FBSM充電速度不同，不同比例情況下不控充電結束時HBSM獲取的電能也不盡相同，FBSM比例的增加會減少HBSM充電時能量獲取，系統不控充電結束時，Uch/Ucr與k的關系如圖3所示。

由于IGBT的觸發依賴于自取能電源，當子模塊電容電壓較低時，子模塊閉鎖，自取能的電容電壓一般為正常運行的25%。由圖3可知，當k大于2.5時HBSM的電容電壓小于額定值的25%，此時HBSM處于不控狀態，因此系統無法進入可控充電階段。本文對已有充電策略進行改進，在不控充電結束時滿足子模塊自取能的同時，解決不同類型子模塊電壓不均衡的問題。

圖3 不控充電結束時Uch/Ucr與k的關系Fig.3 Relationship between Uch/Ucrand k at the end of uncontrolled precharging stage

2 改進的充電策略

將不控充電分為HBSM充電、FBSM升壓和半控充電3個階段，流程圖如圖4所示。

圖4 改進的混合MMC充電策略流程圖Fig.4 Flow chart of improved hybrid MMC charging strategy

2.1 HBSM充電階段

在啟動的初期僅投入HBSM進行充電，將FBSM暫時旁路，此時充電模式與半橋型MMC不控充電階段相同。MMC充電的本質是一個RLC回路，流過子模塊的電流ism為正時，電容充電，當ism為負時，則不充電也不放電。系統啟動時各子模塊電容電壓為0，因此充電回路中的子模塊無法提供反向電動勢，兩相間相當于短路，從而產生較大的沖擊電流，為此有必要接入限流電阻。考慮到不控充電過程中電流大小難以精確計算，可以近似認為交流線電壓第一次達到峰值時充電電流為最大值，設充電電流最大值為

式中：ω為MMC交流側角頻率；C為子模塊電容。

因此，限流電阻應滿足以下條件：

2.2 FBSM升壓階段

HBSM電容電壓達到一定值后，將FBSM投入到充電過程中，利用全橋子模塊充電速度是半橋子模塊2倍的特點，使其電容電壓快速追平半橋子模塊，當FBSM與HBSM電容電壓相同并滿足半控充電階段的電容電壓自取能要求時，進入半控充電階段。階段結束時子模塊電壓取決于FBSM投入的時刻，值得注意的是，如果過早投入FBSM，當FBSM和HBSM電壓持平時模塊達不到自取能要求，則無法進入半控充電階段；如果投入時刻過晚，不控充電結束時FBSM達不到HBSM的電容電壓，造成電容電壓不均衡，因此將FBSM投入的時刻有一定的要求。

以極限情況為例，假設兩類子模塊電壓相等時回路中子模塊電壓之和恰好等于線電壓幅值，此時子模塊電壓為

結合式（3）、式（4）可得：

當k取正無窮時，式（9）為最小值，此時Uc1/Ucr仍然大于0.25，即滿足階段要求的情況下子模塊電容電壓始終滿足其自取能要求。假設FBSM投入時HBSM的電容電壓為Uh1，FBSM投入到此階段結束時HBSM電壓增量為Uh2，FBSM的電容電壓為2Uh2，此時應有：

由式（10）可得，階段結束時所有子模塊電壓均為2Uh1，為滿足子模塊自取能要求階段結束時FBSM電容電壓應大于25%，結合式（9）可得約束條件：

2.3 半控充電階段

上個階段結束時FBSM與HBSM電壓相等且滿足自取能要求，將IGBT4常置1，此時FBSM只能通過IGBT1對應的反并聯二極管進行充電，當ism為負時，子模塊電容被T3和T4的反并聯二極管短路，進而無法充電，該模式下兩類子模塊充電速度相同，即只在電流ism為正時才進行充電。同時，該階段子模塊電容已具備一定的電壓水平，參與充電的子模塊在充電回路中提供一定的反向電動勢，即便將限流電阻旁路，充電電流也遠遠小于系統啟動時的電流水平，此時旁路限流電阻可以減少損耗，加快子模塊充電速度。當子模塊電容電壓趨于平穩時階段結束，結束時子模塊電壓為

3 仿真結果

為了驗證文中所提出的充電策略，在PSCAD/EMTDC中搭建了混合MMC系統，系統交流線電壓有效值為300 kV，全橋子模塊與半橋子模塊個數均為12個，即k=1，子模塊電容C=5 000 μF，橋臂電抗L0=5 mH，限流電阻Rlim=500 Ω，額定直流電壓Udc=560 kV。預充電階段兩類子模塊電壓波形、直流電壓及橋臂電流波形如圖5～圖8所示。

由圖5～圖8可以看出，系統啟動瞬間橋臂沖擊電流ipa達到最大值，由于FBSM被旁路，當HBSM電容開始充電的同時FBSM電容電壓始終保持為0，HBSM只能在ism為正時進行充電，因此其電壓呈階梯狀上升。由于限流電阻的存在，啟動電流被限制在一個較小的值，避免沖擊電流過大對子模塊的影響，同時限流電阻不宜過大，否則充電時間會隨之增加。0.15 s時，FBSM投入充電，由于FBSM特殊的充電特性，其電容電壓迅速上升，速度大約為HBSM的2倍，因此FBSM可以快速追平HBSM的電壓水平。0.45 s時，FBSM與HBSM電容電壓相同，約為8.2 kV，正常運行時子模塊電容電壓為24 kV，此時子模塊電壓大于正常運行時25%，即滿足自取能要求，隨后將FBSM的IGBT4置1使其工作在HBSM模式，進而使兩類子模塊獲得完全相同的充電速度。混合MMC在不控充電階段，直流電壓由上、下兩橋臂參與充電的HBSM和FBSM決定，不控充電時上、下橋臂的FBSM電壓方向相反而抵消，此時的直流電壓等于單橋臂HBSM子模塊電壓之和，當FBSM工作在HBSM模式時，直流電壓為單橋臂FBSM與HBSM子模塊電壓總和，因此0.45 s時直流電壓發生了躍升。同時，由于充電回路中的子模塊數量減少了Nf個，0.45s時充電電流再次升高。3 s時兩類子模塊電壓約為17 kV，不控充電階段結束。

圖5 a相上橋臂FBSM電容電壓Fig.5 FBSM capacitor voltage of upper arm in phase a

圖6 a相上橋臂HBSM電容電壓Fig.6 HBSM capacitor voltage of upper arm in phase a

圖7 直流電壓波形Fig.7 Waveform of DC side voltage

圖8 a相上橋臂電流波形Fig.8 Waveform of upper arm current in phase a

4 結論

本文分析了混合MMC傳統的充電策略，指出了在全橋子模塊占比較高時，不控充電結束時HBSM存在自取能不足的問題，為解決該問題，提出了一種將FBSM延遲投入的策略，在保證HBSM自取能的情況下平衡了不控充電結束時兩類子模塊電壓不均的問題。同時，考慮到半控充電結束時FBSM與HBSM子模塊電壓和為線電壓幅值，為了保證兩類子模塊電壓均衡，對FBSM延遲投入的時間提出了要求，同時該方法對于不同子模塊比例的混合MMC廣泛適用。