一種適用于常開型功率器件的新型諧振門極驅動電路設計

張晉梅，田世野，申惠琪，趙芃，湯文博

（1.國網冀北電力有限公司經濟技術研究院，北京 100083；2.國網冀北電力有限公司，北京 100053；3.國網冀北電力有限公司檢修分公司，北京 100031）

隨著功率半導體器件的發展，目前電力電子裝置朝著高頻化和高功率密度化方向發展。隨著頻率的提高，功率器件的驅動損耗不可忽略，因為驅動損耗與頻率成正比關系。對于傳統的常開型功率器件，其驅動電路如圖1所示，開關器件門極與一個電阻相連，驅動損耗都被消耗在電阻Rg上。

圖1 傳統常開型功率器件門極驅動電路Fig.1 The convention gate driver for normally on power device

為了減小驅動損耗，文獻[1-17]提出了諧振門極驅動電路，它主要用輔助電感Lr替代門極電阻Rg，利用Lr與門極輸入電容Ciss諧振，來回收儲存在門極的能量。但是文獻[1-17]提出的諧振門極驅動電路都只適用于正電壓驅動的開關器件。目前對于像GaN HEMT等常開型開關器件的諧振門極驅動的研究較少，文獻[18-21]提出了適用于常開型功率器件的諧振門極驅動，但是門極電流需要從0開始增加，減緩了功率器件的開關速度。針對以上諧振門極驅動存在的缺點，本文提出了一種適用于常開型功率器件的諧振門極驅動電路，它可以對輔助電感進行預充電，從而保證門極電流初始值不為0，這樣大大加快了功率開關管的開通速度與關斷速度，降低了功率回路的開關損耗。文章的第1節介紹了本文所提出的諧振門極驅動電路的拓撲，并且詳細分析了電路的工作原理。文章的第2節介紹了諧振門極驅動電路的設計。文章的第3節搭建了諧振門極驅動電路的仿真模型和實驗平臺，通過仿真和實驗驗證了方案的可行性。最后，文章的第4節對全文做出了總結。

1 新型諧振門極驅動電路

常開型功率器件正常導通時門極電壓為0 V，關閉時門極電壓為-10～-5 V左右。圖2為常開型GaN HEMT的I—V曲線圖。

圖2 常開型GaN HEMT的I—V曲線Fig.2 I—V characteristics of the normally on GaN HEMT

本文所提出常開型功率器件的諧振門極驅動電路如圖3所示，包括驅動電源VCC，輔助開關管S1～S4，輔助電感Lr，輔助電容Cr，二極管D和功率開關管Q，二極管D的主要作用是將導通的開關器件的門極電壓鉗位在0 V。其中，Ciss=Cgs+Cgd，由于開關管柵漏極電容Cgd相對于開關管柵源極電容Cgs很小，所以畫圖的時候將Ciss畫在柵源極之間作為等效電容。諧振門極驅動電路工作時序圖如圖4所示，其中包括S1～S4管的驅動波形、電感電流iLr、驅動電流ig以及功率開關器件驅動電壓VGS。通過順序切換S1～S4，能夠實現常開型功率器件的有效驅動。

圖3 本文所提出的諧振門極驅動電路Fig.3 The resonant gate driver proposed in this paper

圖4 諧振門極驅動電路主要波形Fig.4 The key waveforms of the resonant gate driver

本文所提出諧振門極驅動電路主要有8個工作模態。假設t0時刻之前，只有S4處于導通狀態，功率開關管Q的門極電壓被電容鉗位在-VCr，Q處于關斷狀態。各工作模態的工作過程如下。

模態1[t0—t1]：模態1工作過程如圖5所示，t0時刻，S1零電流開通，VCC給輔助電感Lr進行預充電，電感電流iLr線性增加，此時電流流通路徑為S1—Lr—S4，功率管Q仍然處于關斷狀態。

圖5 諧振門極驅動電路工作模態1[t0—t1]Fig.5 The operation mode 1[t0—t1]of the resonant gate driver

模態2[t1—t2]：模態2工作過程如圖6所示，t1時刻，S4關斷，此時電感電流iLr對Q的門極電容進行充電，電流流通路徑為S1—Lr—Ciss。同時Q的門極電壓由-VCr上升到0 V，由于二極管的鉗位作用，保證了門極電壓不會大于0 V。此時Q由關閉狀態變成開通狀態。

圖6 諧振門極驅動電路工作模態2[t1—t2]Fig.6 The operation mode 2[t1—t2]of the resonant gate driver

模態3[t2—t3]：模態3工作過程如圖7所示，t2時刻，S1關斷，電感電流通過VD2和VD3續流，儲存在電感上的能量開始回饋給電源VCC。同時S2零電壓開通，電感電流流通路徑為VD3—Lr—S2—VCC，電感仍然向電源回饋能量。

圖7 諧振門極驅動電路工作模態3[t2—t3]Fig.7 The operation mode 3[t2—t3]of the resonant gate driver

模態4[t3—t4]：模態4工作過程如圖8所示，t3時刻，電感電流降到0 A，VD3零電流關斷。同時VD1導通，電感兩端電壓為0 V，Q的門極電壓仍為0 V，Q保持導通。

圖8 諧振門極驅動電路工作模態4[t3—t4]Fig.8 The operation mode 4[t3—t4]of the resonant gate driver

模態5[t4—t5]：模態5工作過程如圖9所示，t4時刻，S3零電流開通，電感電流反向預充電，電流流通路徑為S3—Lr—S2，開關管Q處于導通狀態。

圖9 諧振門極驅動電路工作模態5[t4—t5]Fig.9 The operation mode 5[t4—t5]of the resonant gate driver

模態6[t5—t6]：模態6工作過程如圖10所示，t5時刻，S2關斷，門極電容Ciss上儲存的能量向輔助電感Lr上轉移，電流流通路徑為Ciss—Cr—Lr—S3，開關管Q的門極電壓由0 V開始下降為-VCr。

圖10 諧振門極驅動電路工作模態6[t5—t6]Fig.10 The operation mode 6[t5—t6]of the resonant gate driver

模態7[t6—t7]：模態7工作過程如圖11所示，t6時刻，S3關斷，電感電流通過VD1和VD4續流，儲存在電感上的能量開始回饋給電源VCC。同時S4零電壓開通，電感電流流通路徑為S4—Lr—VD1—VCC，電感仍然向電源回饋能量。

圖11 諧振門極驅動電路工作模態7[t6—t7]Fig.11 The operation mode 7[t6—t7]of the resonant gate driver

模態8[t7—t8]：模態8工作過程如圖12所示，t7時刻，電感電流降到0 A，VD1零電流關斷。同時VD3導通，電感兩端電壓為0 V，Q的門極電壓被鉗位在-VCr，Q保持關斷。

圖12 諧振門極驅動電路工作模態8[t7—t0]Fig.12 The operation mode 8[t7—t0]of the resonant gate driver

通過以上分析可以看出，本文所提出的諧振門極驅動電路具有以下幾個特點：1）能夠產生-VCr～0 V之間的驅動脈沖，保證常開型功率器件穩定可靠的導通與關斷。2）電感電流的預充電與反向預充電階段加快了功率管的開通速度與關斷速度，提高開關頻率，減小開關損耗。3）輔助電感Lr與門極電容發生諧振，可以回收儲存在門極電容中的能量，從而減小驅動電路損耗，同時Lr也可以吸收驅動回路上的雜散電感，消除雜散電感對于驅動脈沖的影響。

2 諧振門極驅動電路設計

根據第1節諧振門極驅動電路模態分析，設置電感電流預充電時間為t10（模態1的總時間t1—t0），功率開關管的開通時間為t21（模態2的總時間t2—t1），門極電荷總量為Qg。假定電流預充電時間t10為開通時間為t21的二分之一，那么輔助電感Lr可以根據以下公式得出[2，6]：

同時，Lr的選擇要使得開關管的開通時間tr小于整個開關周期T的3%。所以有：

式中：Ciss為Cr與開關管門極電容串聯的等效電容。對于串聯電路，Ciss相對于開關管的門極電容很小，可以忽略，因此在計算時，Ciss用開關管的輸入電容值計算即可。

通過式（2）和式（3）可知，Lr的選取應滿足下式：

3 仿真與實驗結果分析

本文利用Matlab搭建諧振門極驅動的仿真，仿真參數設置如下：Lr=120 nH，Cr=100 nF，VCC=10 V，開關頻率1 MHz。門極電壓VGS的仿真結果如圖13所示。

圖13 門極電壓仿真波形圖Fig.13 The simulation waveform of the gate voltage VGS

從圖13可以看出，本文所提出的諧振門極驅動電路能夠產生矩形波驅動信號，其中高電平為0.3 V，能夠滿足常開型開關器件的驅動，低電平為-9.7 V，能夠穩定地關閉常開型功率管。

圖14為驅動電壓波形的放大圖，從圖中可以看出，本文所提出的諧振門極驅動電路其驅動電壓的上升時間為7 ns，下降時間為7.3 ns。快速的上升時間和下降時間保證了開關管能夠工作在高頻狀態下，頻率等級能夠達到MHz以上。

圖14 門極電壓放大波形圖Fig.14 The amplification waveforms of gate voltage

本文所搭建的諧振門極驅動電路硬件圖如圖15所示，其中諧振門極驅動板的長度為9.2 cm，寬度為7.3 cm。實驗中所選用的S1～S4的型號為FDN335。圖16為輔助開關管S1～S4的驅動波形圖，所測得常開型開關管（本文所選開關管型號為CPC3703）兩端的驅動電壓VGS波形圖如圖17所示。由于MHz以上的高頻驅動電路，驅動回路中存在一定的雜散電感，且電感量不便于測量，使得驅動電壓VGS在開關過程中存在著一定的振蕩和電壓過沖。當電壓尖峰過大時，會打壞開關管的門極。實驗中驅動電路的電壓尖峰小于開關管CPC3703的門極電壓極限值，因此不會損壞開關管，并且通過優化電路板布局，可以有效地減小驅動電壓尖峰。

圖15 諧振門極驅動硬件圖Fig.15 The hardware platform of the resonant gate driver

圖16 S1～S4驅動波形圖Fig.16 The driving waveforms of S1～S4

圖17 常開型開關管驅動波形圖Fig.17 The driving waveform of normally-on switching device

圖18為驅動電壓波形放大圖，從圖中可以看出，本文所提出的諧振門極驅動電路驅動電壓上升時間為7.1 ns，下降時間為7.8 ns。表1為本文所提出的常開型諧振門極驅動電路與文獻[18]提出的諧振門極驅動對比。從表1中可以看出本文所提出的諧振門極驅動電路的驅動波形上升時間和下降時間都低于文獻[18]所提出的電路，因此本文所提出的諧振門極驅動具有更好的開關性能。雖然本文所提出的諧振門極驅動電路增加了兩個輔助開關管，使得驅動電路的復雜度增加，但是像同步Buck變換器拓撲的小功率電源，為了減小無源器件的體積，開關管工作在MHz以上，使得驅動損耗成倍增加。所以本文提出的諧振門極驅動電路在減少驅動損耗的同時，使得變換器的損耗降低，提高了功率變換器的效率。

圖18 驅動電壓放大波形圖Fig.18 The amplification waveforms of drive voltage

表1 諧振門極驅動電路性能對比Tab.1 The performance comparison between different resonant gate drivers

本文提出的諧振門極驅動電路損耗主要由以下4個部分構成：1）Pgs：輔助開關管S1～S4的驅動損耗之和；2）Pcond：諧振門極電路工作時電路等效電阻Reg消耗的能量與二極管導通損耗之和；3）PSW：輔助開關管S1～S4的開關損耗；4）PLr：輔助電感Lr上的損耗。

輔助管的驅動需要一定的功率，其功率一般損耗在驅動電阻上。驅動損耗計算公式如下：

式中：Qgs為輔助開關管的門極電荷；Vgs_s為輔助開關管的驅動電壓；fs為輔助開關管的開關頻率。

由于S1～S4工作在ZVS和ZCS狀態，可以認為S1～S4的開關損耗PSW等于0 MW。同時本文使用的輔助電感Lr為空芯電感，可以近似認為輔助電感Lr上的損耗PLr也為0 MW。圖19為1 MHz開關頻率下本文所提出的諧振門極驅動電路與傳統門極驅動電路的驅動損耗對比圖，從圖19中可以看出本文所提出的諧振門極驅動電路的驅動損耗為113 MW，相比于傳統門極驅動損耗131 MW而言，本文所提出的諧振門極驅動電路降低了驅動損耗、提高了驅動電路工作效率。

圖19 諧振門極驅動與傳統門極驅動損耗圖Fig.19 Power losses of resonant gate driver and conventional gate driver

4 結論

本文提出了一種適用于常開型功率器件的諧振門極電路，該電路利用Lr回收儲存在門極電容上的能量，從而減小驅動損耗。本文詳細介紹了諧振門極驅動電路基本原理，分析了各個工作模態下的主要波形。最后搭建了諧振門極驅動電路仿真模型和實驗平臺，觀測了1 MHz下的驅動波形，從仿真和實驗結果發現，本文所提出的諧振門極驅動電路可以減小開關管的開通時間和關斷時間，從而提高功率管的開關頻率。同時與傳統常開型門極驅動電路相比，本文所提出的諧振門極驅動電路減小了驅動損耗。