一種12倍頻全雙工RoF系統

盧智嘉,楊 蓓,王現彬

(石家莊學院機電學院,河北 石家莊 050000)

1 引 言

集光纖通信和無線通信優勢于一體的光載無線通信(RoF)技術,以帶寬寬、容量大、可移動性強等優勢在未來微波毫米波段寬帶無線接入網中具有較好應用前景,而如何在光域產生質量高、頻率可調諧的微波毫米波信號是關鍵所在[1-4]。相關學者報道了一些技術方法,如非線性效應法[5-6]、鎖相環法[7-8]及光學上變頻法[9-10]等。其中基于馬赫曾德爾調制器(MZM)的光學上變頻技術所產生的毫米波信號性能穩定且頻譜純凈,成為近年來的研究熱點[11-14]。Arya R[15]等人通過在MZM后級聯均勻光纖光柵-聲光可調諧濾波器(UFBG-AOTF),仿真實現了2、4和6倍頻光生毫米波信號,但UFBG-AOTF的引入會降低系統波長靈活性,從而限制了在WDM系統中的應用。Zhang H[16]等人只采用一個單驅動MZM試驗實現了8倍頻光生毫米波信號,但光譜純凈度較差,影響了系統性能。Chen X[17]等人無需光濾波器,通過優化雙平行MZM調制指數即可產生8倍頻光生毫米波信號。Wang X[18]等人采用雙激光器和雙MZM,仿真實現了8倍頻光生毫米波信號,總體看這些方案倍頻系數相對較低。薛壯壯[19]等人采用三平行的MZM結構級聯單MZM調制器,仿真實現了16倍頻光生毫米波信號；應祥岳[20]等人采用兩級雙平行MZM級聯的方式也實現了16倍頻光生毫米波信號,這兩種方案雖然倍頻系數較高,但系統結構復雜、插入損耗大,降低了方案應用價值。且上述相關報道中RoF系統都為單工通信方式,為實現雙工通信,都需要在基站加設激光源,從而使系統建設成本上升。為降低系統成本并進一步提高倍頻系數,提出了一種基于集成雙平行MZM的抑制載波光雙邊帶RoF調制方案,通過PIN光電二極管拍頻產生12倍頻光生毫米波信號,在本方案中未使用到濾波器,從而提高了系統波長靈活性。在此基礎上設計了一種基于偏振復用技術的全雙工RoF系統,在該系統中無需在基站(BS)設置激光光源,只使用兩個線偏振器(Pol)即可恢復出下行數據和上行載波,從而降低了系統建設成本及復雜度。

2 理論分析

所提出的基于雙平行MZM的抑制載波光雙邊帶產生方案如圖1所示。在圖1中也給出了A、B和C點處的光譜矢量示意圖。

圖1 雙平行MZM生成抑制載波光雙邊帶信號結構圖

半導體激光器(LD)輸出線偏振激光信號Ec(t)=Acexp(jωct),通過偏振控制器(PC)后注入集成雙平行MZM。射頻源RF發出射頻信號V1(t)=Arfsin(ωrft)分別控制雙平行MZM上臂MZM-a和下臂MZM-b,且上下兩臂射頻驅動信號相位差PS=90°。在Ec(t)和V1(t)中Ac和Arf為激光與射頻信號幅度,ωc和ωrf為激光與射頻信號角頻率。上臂MZM-a工作在最大傳輸點,輸出光場為:

(1)

式中,γ=0.5(100.05ER-1)/100.05ER,其中ER為MZM消光比,Vπ為MZM半波電壓,IL為MZM插入損耗。令m=πArf/Vπ,對其貝塞爾函數展開后為:

(2)

由(2)式可以看出奇數階邊帶得到了抑制,主載波和偶數階邊帶得到了保留。

同理,對下臂MZM-b來說同樣工作在最大傳輸點,射頻驅動信號為V2(t)=Arfcos(ωrft),輸出光場與(1)式類似,貝塞爾函數展開后為:

(3)

將(3)式進一步變形為:

(4)

(4)式與(2)式類似,抑制掉了奇數階邊帶,偶數階邊帶和主載波得以保留。

通過調整MZM-c偏置電壓只進行相位翻轉,此時只需令Vbias=Vπ即可實現,上下兩臂合路后雙平行MZM最終輸出為:

(5)

現令γ趨向于0.5,即雙平行MZM消光比ER取值較大。由(5)式可以看出在大消光比條件下,上下兩臂主載波可以互相抵消,從而實現了載波抑制。同時上下兩臂中2i階邊帶(i=2,4,6,8…)由于相位相反也都互相抵消了,而2i階邊帶(i=1,3,5,7…)由于在上下兩臂中同相位,故合路后光功率得到了加強,即雙平行MZM輸出光譜中只保留了2i階邊帶(i=1,3,5,7…)。

為實現大倍頻系數,應濾除2階邊帶,但濾波器的引入會降低系統波長靈活性,故本方案采用調整調制指數m來消除掉2階邊帶。

圖2給出了當n=2,6,10時貝塞爾函數Jn(m)與調制指數m的對應關系曲線,可看出當m=5.135時J2(m)=0,即可以消除掉2階邊帶,在此條件下J10(m)≈0,這意味著10階邊帶也可以近似忽略,然而如前所述由于雙平行MZM上下兩臂輸出的10階邊帶同相位,故合路后會使最終的光信號10階邊帶功率增大,故不能直接忽略。

圖2 貝塞爾函數曲線

而對于更高階邊帶由于Jn(m)過低都可以忽略不計,這樣就只剩下6階邊帶和10階邊帶,從而形成了抑制載波光雙邊帶調制方式,結果如圖1中光譜矢量示意圖所示。雙平行MZM最終輸出可進一步化簡為(式6):

抑制載波光雙邊帶信號Eout(t)在基站處經過平方律PIN光電二極管進行光電轉換后的電流I(t)為(式7):

Eout(t)=2Acγ10(-0.05IL)·{J6(m)[exp(jωct+j6ωrft)+exp(jωct-j6ωrft)]+J10(m)[exp(jωct+j10ωrft)+exp(jωct-j10ωrft)]}

(6)

(7)

由(7)式可以看出,經基站端PIN光電二極管拍頻后分別產生了直流分量、4、12、16和20倍頻射頻分量。結合圖2貝塞爾函數曲線可知,20倍頻射頻分量由于功率過小可以忽略,而直流分量也會被后續帶通濾波器濾除,故最終只剩下4、12和16倍頻射頻分量,且4和16倍頻射頻分量峰值功率相等,其功率也明顯小于12倍頻射頻分量,從而產生了以12倍頻量為主的光生毫米波信號。

圖3給出了6階邊帶與其他邊帶(主載波、2、4、8和10階邊帶)的光邊帶抑制比(OSSR)和調制指數m的對應關系,此時設定雙平行MZM消光比ER=100 dB。可以看出隨著m的增大,P6/P0、P6/P2和P6/P4呈現出上升趨勢,這意味著2階邊帶功率P2、主載波功率P0和4階邊帶功率P4在逐漸降低,且在變化過程中不同邊帶的OSSR都存在一個極大值點,如圖3中圓圈所示區域；而P6/P8和P6/P10則隨m增大而減小,這表明8階邊帶功率P8和10階邊帶功率P10在隨m增大而增大,這種情況是不希望出現的,原因是8和10階邊帶功率的增大勢必會影響抑制載波光雙邊帶信號頻譜的純凈度,進而使系統性能退化。前述分析中2階邊帶需要調整調制m才能得以消除掉,為盡可能降低2階邊帶的影響,故調制指數m應取在P6/P2極大值處,即m=5.1356,該值與圖2結果基本相同,此時對應的P6/P2、P6/P0、P6/P4、P6/P8、P6/P10等OSSR分別為105.4、94.9、83.7、112.1、37.2 dB,可以看出當m取值5.1356時主載波和2、4及8階邊帶基本可以忽略不計,但10階邊帶并未完全消失。

圖3 消光比ER=100時6階邊帶與其他邊帶的光邊帶抑制比

圖4給出了m=5.1356時P6/P2、P6/P0、P6/P4、P6/P8和P6/P10等OSSR與消光比ER的對應關系。由圖4可以看出P6/P2和P6/P10與消光比ER無關,而P6/P0、P6/P4和P6/P8隨ER增大而增大。現以P6/P10作為最低OSSR,當P6/P4達到該值時可以得到對應的消光比ER為45 dB,而大消光比正是雙平行MZM一個優勢所在,故實際系統可以滿足此消光比要求。

圖4 最優調制指數下OSSR比與消光比的關系

3 仿真研究

為驗證方案的可行性,采用OptiSystem進行了仿真研究。線寬為10 MHz的LD輸出頻率為193.1 THz的激光信號,經過PC后注入到消光比為45 dB的雙平行MZM。雙平行MZM半波電壓Vπ=4 V,上下兩臂MZM-a和MZM-b工作在最大傳輸點,而MZM-c只進行直流偏置,偏置電壓Vbias=Vπ=4 V,雙平行MZM插入損耗IL=2 dB。雙平行MZM射頻驅動信號RF幅度為6.539 V,頻率為10 GHz,從而可以實現m=5.135這一要求,上下臂射頻驅動信號相位差為90°。隨后光信號通過光纖傳輸到基站,光纖衰減為0.2 dB/km,色散系數為16.75 ps/(nm·km),差分群時延為0.2 ps/km,有效纖芯面積為80 μm2。到達基站后由PIN光電二極管拍頻產生12倍頻毫米波信號,PIN光電二極管響應度和暗電流分別為1 A/W和10 nA。

圖5給出了圖1所示結構中A、C和D點處光譜和電譜圖。其中圖5(a)是雙平行MZM上臂輸出光譜圖。由圖5(a)可以看出,由于J2(m)=0則2階邊帶得到了抑制,但主載波仍然存在,再結合雙平行MZM下臂輸出的光譜及MZM-c引入的180°相移,最終可以消除主載波及2i階邊帶(i=2,4,6,8…),從而實現抑制載波光雙邊帶調制方式,結果如圖5(b)所示光譜。

圖5 系統中對應點的光譜和電譜圖

在圖5(b)中只有6和10階邊帶,仿真結果與理論分析完全一致,此時對應的邊帶抑制比OSSR為37.38 dB。圖5(c)是抑制載波光雙邊帶信號在基站端PIN光電二極管拍頻后所獲得的射頻信號頻譜,可以看出在12倍頻于射頻驅動信號頻率處,即120 GHz處存在一個離散譜,表明產生了120 GHz的單頻射頻信號,同時在40 GHz處也存在一個離散譜,但此頻率處射頻信號功率較低。圖5(c)所示電射頻譜與前述理論也完全對應,此時相應的射頻雜散抑制比(RFSSR)為31.86 dB,從結果分析看特性較為優秀。

圖6分析了射頻驅動信號相移和MZM-c偏置電壓變化對OSSR和RFSSR的影響。在圖6(a)中,隨著射頻驅動信號相移變化量的增大,OSSR和RFSSR都在降低,以30 dB為界,OSSR所允許的擾動范圍為±0.37 %,而RFSSR所允許的波動范圍為±0.17 %,表明RFSSR對射頻信號相位擾動更為敏感。圖6(b)是子調制器MZM-c偏置電壓變化對OSSR和RFSSR的影響,同樣以30 dB為界,OSSR的擾動范圍為±0.75 %,而RFSSR幾乎不受偏置電壓擾動的影響。故在實際系統中應合理控制射頻驅動信號相移和MZM-c偏置電壓的變化范圍。

圖6 相關參數對OSSR和RFSSR的影響

4 全雙工RoF系統性能

常規全雙工RoF系統需要在基站端另設激光光源作為上行鏈路載波使用,這會導致基站建設成本進一步增大。為降低系統建設成本、簡化基站結構,在文章所述方案基礎之上,結合偏振復用技術設計了一種基于雙平行MZM的抑制載波光雙邊帶全雙工RoF系統,如圖7所示,該系統無需在基站端重設激光光源,只放置兩個線偏振器(Pol)即可恢復出下行數據和上行載波,進而實現上行鏈路載波重用。在圖7中LD發射出的激光信號為Ec(t)=Acexp(jωct),通過偏振角為45°的PC后接入偏振分束器(PBS),將光信號分成x偏振方向(X pol)光信號Exc(t)=Acexp(jωct)cos(π/4)和y偏振方向(Ypol)光信號Eyc(t)=Acexp(jωct)sin(π/4)。隨后Exc(t)耦合進雙平行MZM,其作用過程與圖1所述相同；Eyc(t)則不進行任何調制,留作上行載波使用。這樣雙平行MZM輸出光信號為:

(8)

隨后通過幅度調制器(AM)將下行數據S1(t)加載到Exout(t)上,變成已調光信號Exom(t),并與Eyc(t)經偏振合束器(PBC)合束后通過光纖傳輸到基站。

到達基站后將光信號通過功率分配器(Pos)分成兩路,上支路光信號通過一個偏振角α1=0°的線偏振器(Pol-1)后變成線偏振光Epol-1(t):

Epol-1(t)=Exom(t)cos(0°)+Ecy(t)sin(0°)

=Exom(t)

(9)

從而可以恢復出已調下行光信號,隨后通過自零差解調實現基帶信號恢復,再通過低通濾波器(LPF)濾除帶外噪聲,最后送入測試設備(TEST1)進行性能分析。

另一支路光信號則接入一個偏振角α2=90°的Pol-2,隨之變成線偏振光Epol-2(t):

Epol-2(t)=Exout(t)cos(90°)+Eyc(t)sin(90°)

=Eyc(t)

(10)

由(10)式可知恢復出了Eyc(t),隨后將Eyc(t)注入幅度調制器(AM)作為上行載波重用,并通過光纖將數據S2(t)傳輸到中心站,經過PIN2光電轉換后進行性能分析。

除前述相關參數外,下行數據S1(t)數據速率為3 Gbit/s,上行數據S2(t)數據速率為2 Gbit/s,都傳輸231-1個二進制碼。下行鏈路入纖光功率為-5.4 dBm,從而可以忽略光纖中非線性效應的影響,LPF截止頻率為1.5 GHz。

圖7 全雙工RoF系統結構圖

圖8給出了上下行鏈路在不同傳輸距離時所對應的Q值。可以看出,隨著傳輸距離的增大,系統Q值都在降低,當傳輸距離從80 km增大到112 km時,下行鏈路系統Q值從11.1下降到7,而上行鏈路則從64.9近乎直線降到7,表明上行鏈路系統性能衰退較快,系統穩定性差。當傳輸距離超過112 km后,下行鏈路系統性能仍緩慢變差,而上行鏈路系統Q值已明顯低于下行鏈路。在圖8中給出了傳輸96和116 km時下行和上行鏈路系統眼圖,從眼圖變化上也可以看出這種趨勢。

圖9是上下行鏈路系統誤碼率(BER)與接收光功率對應關系曲線。可以看出隨著接收光功率的變大,誤碼率都在降低。對于上行鏈路來說,當誤碼率BER=10-9時,背靠背傳輸后對應的接收機靈敏度為-46.49 dBm,傳輸90 km后在相同BER下對應的接收機靈敏度為-45.63 dBm,功率代價為0.86 dB。對于下行鏈路來說在相同BER下傳輸90 km與背靠背傳輸相比功率代價僅為0.47 dB,表現出了較好的傳輸性能。

圖8 上下行鏈路中Q值與傳輸距離對應關系

圖9 接收光功率與BER對應關系

5 結 論

提出了一種基于集成雙平行MZM的抑制載波光雙邊帶RoF調制方案,首先使雙平行MZM工作在最大傳輸點以抑制奇數階邊帶,同時調整調制指數m來消除2階邊帶,再結合雙平行MZM的子調制器MZM-c進行下臂相位翻轉,最終產生以6階邊帶為主的抑制載波光雙邊帶信號,該光信號通過PIN光電二極管拍頻后即可產生12倍頻光生毫米波信號。利用該方案產生的抑制載波光雙邊帶信號的OSSR為37.38 dB,射頻信號的RFSSR為31.86 dB,表明光譜和電譜都較為純凈。借助不同形式的OSSR對調制指數m和消光比ER進行了理論優化,在此基礎上分析了射頻驅動信號相移和MZM-c偏置電壓變化對OSSR和RFSSR的影響。最后仿真研究了一種新型全雙工RoF系統的傳輸性能,在該系統中只在BS端設置兩個Pol即可恢復出下行數據和上行載波。結果表明該系統在BER=10-9、傳輸距離為90 km時上行鏈路和下行鏈路功率代價分別為0.86和0.47 dB。