倍壓整流電路在DC/DC大升壓比電路中的應用

張國森，張一鳴，張云睿，高俊俠

（北京工業大學信息學部，北京 100124）

截至2017年底，我國累計探明石油儲量389.65 t，同期原油對外依存度高達67.4%，預測該數字在2035年將達到76%[1]。油氣資源的穩定供應事關國家經濟安全，儲層評價技術近年來發展迅猛，其中核磁共振技術已經成為油藏描述的重要物理工具。得益于近30 a來電力電子技術的發展，核磁測井技術也取得了一定的突破，但國內對隨鉆核磁測井技術的研究仍處于相對落后的狀態。

1 核磁共振技術在石油探測領域的發展

核磁共振測井（nuclear magnetic resonance logging，NMRL）技術與醫學磁共振成像（magnetic resonance imaging，MRI）是一樣的原理，即梯度磁場和射頻線圈發射交變電磁場來實現空間定位和選片。但在設計上則進行了徹底的改造，即不是把觀測樣品放在儀器（磁體）的中心，而是把測量儀器（磁體和天線）放在井眼之中，地層作為觀測樣品則處于儀器的外面。核磁共振測井技術相比其他單一測量技術，例如方位聲波測井、方位密度和伽馬能測井、中子孔隙度測井等能提供更豐富的地層參數[1-2]。隨著鉆井深度的不斷提升，核磁共振測井技術已經從電纜測井向隨鉆測井發展，在隨鉆核磁共振測井領域，國外處于領先地位的鉆井服務公司如哈利伯頓及貝克休斯早在2001年就相繼推出了成熟的技術方案，但僅提供商業鉆井服務[3]。目前國外處于領先地位的隨鉆核磁共振測井技術公司包括哈利伯頓、貝克休斯及斯倫貝謝。極端條件下的核磁共振測井發射電路，能夠深入到探測目標內部建立發射條件，發射電路的設計是一個測控電子工程問題，包含模擬電路與數字電路的優化設計及元器件的優選。與極端環境下核磁共振測井探頭的探測特性相對應，探測對象的復雜多樣、含量少、體積受限、低場、單邊測量、探測深度大等，都對發射電路提出了苛刻要求[4-5]。我國的核磁共振測井技術研發起始于1996年，目前在電纜測井方面已經有成熟的技術方案，并且已經實現了實井的鉆探，但隨鉆測井技術目前仍處于探索階段，與國外隨鉆核磁共振測井儀研發相比，我國在這方面與國際先進水平還有很大差距。

隨鉆核磁共振相比電纜核磁共振，主要難點在于井下直流電源部分的設計，該部分電源需要將渦流發電機提供的直流電升至發射所需的電壓，同時要求該電路在150℃環境下穩定工作。國內關于該部分的論文討論較少，很多工作需要自行摸索。近年來已經提出了很多改進拓撲結構的DC/DC開關電源，這些拓撲的目標都是為了實現高效率，簡單結構和低成本[6]。如下圖1移相全橋拓撲在內的各式軟開關電路可以減輕元器件的電流-電壓應力，然而它也有一定的局限問題——零電壓開關技術（zero voltage switching，ZVS）開通范圍窄、次級整流器的諧振問題、占空比丟失問題等[7]。

圖1 移相全橋拓撲Fig.1 The topology of the phase-shifted full bridge

在需要維持功率模塊的高壓應用的情況下，整流二極管的電壓振鈴問題往往很嚴重，雖然可以通過添加用于吸收整流管振鈴的電容-電容緩沖器為緩解震蕩，但這會導致系統的效率變差，在能量寶貴的井下設備中，這是應當極力避免的。受限于高溫器件在控制方式上的限制，重新審視傳統的開關電源拓撲，通過雙極性控制的方式，并將傳統的全橋整流重新設計為倍壓整流方式，省去了笨重的LC濾波輸出，簡化了整體的結構。倍壓整流方式下，因為無需大的輸出濾波電感，可以采用額定電壓較低的整流管，無需添加阻容緩沖器以提高效率。同時通過電容和變壓器漏感之間的諧振調整電流波形以優化電路的整體效率。

2 倍壓電路的發展及工作原理

在DC/CD開關電源中，為了獲得較高的輸出電壓，往往通過提高變壓器變比的方式，但這種方式帶來的問題是在高變比情況下，變壓器次級側的匝數過多，除了導致體積變大外，變壓器寄生參數帶來的影響也是不可忽略的[8]。因此在這種情況下，采用倍壓整流的方式，可以使較低的次級側電壓變為更高的輸出電壓。

常用的倍壓電路基本結構包括以下兩種：信克爾及科克羅夫特-沃爾頓對稱式多倍壓整流電路，圖2 a、圖2b分別為其原理圖[9]。

圖2 常用倍壓電路Fig.2 Common voltage doubler circuit

本文中僅對2倍信克爾倍壓電路進行分析，其工作原理簡述如下，負半周D1導通，開始對電容C1充電，假設D1導通對C1充電電壓為V，那么在正半周導通時，變壓器次級電壓和電容C1一起對C2充電，C2兩端電壓為次級側電壓和電容C1的電壓和即為2V。沃爾頓倍壓電壓原理與此相似，但無論是哪個電路，其輸出電容的電壓都會是2倍的次級側電壓，在高壓應用乃至高溫應用場合，不一定有足夠大容值的電容可供選擇。因此相較之下，本文中的二倍壓電路設計中，兩個倍壓電容的電壓均為次級側電壓，有利于電容的選型。

雙極性控制情況下，電路工作原理較為簡單。電路拓撲如圖3所示，Q1～Q4為4個開關管，假設開關管和整流管都為理想器件，忽略變壓器漏感影響，在一個開關周期經歷3個開關模態。

圖3 倍壓整流電路Fig.3 Voltage doubler rectifier circuit

2.1 開關模態1

圖4為開關模態1電路示意圖，其中，開關管Q1，Q4導通（見圖4中粗線部分），Q2，Q3關斷，變壓器二次側感應電壓為E/n，E為輸入電壓，n為變壓器變比，且上正下負，整流二極管D1導通，對電容Co1充電，Co1電壓為E/n。

圖4 開關模態1Fig.4 Switch mode 1

2.2 開關模態2

圖5為開關模態2電路示意圖，其中，開關管Q2，Q3導通（見圖5中粗線部分），Q1，Q4關斷，變壓器二次側感應電壓為E/n，且下正上負，整流二極管 D2導通，對電容Co2充電，Co2電壓為E/n。

圖5 開關模態2Fig.5 Switch mode 2

2.3 開關模態3

圖6為開關模態3電路示意圖，其中，開關管Q1，Q2，Q3，Q4關斷，整流管 D1，D2關斷，電容向負載輸出能量（見圖6中粗線部分）。

圖6 開關模態3Fig.6 Switch mode 3

3 電路參數對電流及電壓波形的影響

3.1 DC/DC升壓比的計算

為了更簡單的推導出轉換比，忽略開關模態3的時間（開關模態3在整個開關周期所占的時間極短）。在開關模態1中，流過D1的電流可以通過下式得到[10]：

式中：Vin為輸入電壓；n為變壓器變比；Vo為輸出電壓；ID1為二極管D1電流；Z0為圖3所示電路等效阻抗；t0為起始時刻。

在開關模態1中，可以看到，Co1的充電電流和Co2的放電電流都流過D1，同時Co2的放電電流等于負載電流，所以半個開關周期內，ID1的平均值等于負載電流Io的兩倍。同樣的在另外半個開關周期內，Co2被類似的充電，Co1需要提供與負載電流相同的電流值。因此電容Co1的電壓變化值ΔVo1可以推導如下：

式中：Ico1為流過電容Co1的電流；Ts為系統的周期。進一步，通過式（2）及輸出電容Co1的偏置電壓Vo1_bias可以得到電容Co1的電壓Vo1表達式為

通過計算整流管的平均電流，可以得到負載電流為下式：

式中：ωr為系統的角頻率；Deff為占空比。

綜合式（3）、式（4），根據系統的工作頻率F可以計算得到穩定狀態下電壓轉換比：

事實上，由于采用倍壓整流方式，變壓器副邊在開關管全部關斷時，副邊電壓不為零，被倍壓電容鉗位，因此相比于全橋或半波等整流方式，其輸出電壓和占空比大小的線性度較差，容易出現占空比較小的問題[11]。因此系統在50%負載時，占空比應當處在一個合適的區間，防止過小占空比帶來的過流或損耗發熱等問題。

3.2 諧振對電流峰值的影響

由于變壓器副邊采用倍壓整流的方式，導致了整流管電流應力會變大，這是由于在相同功率下，變壓器副邊電壓僅有輸出電壓的1/2，進而要求副邊電流需要加倍。然而可以利用漏感和整流管之間的諧振降低整流管的電流應力及開關回路的開關損耗。圖7對不同開關頻率情況下的電流波形進行比較，由于電路的負載是相同的，因此每種情況下，流過電流的平均值應當是相同的。在圖7a中，諧振頻率遠小于開關頻率，電流波形近似直線型，圖7b和圖7c中，當諧振頻率低于開關頻率，并逐漸增大時，電流波形更接近完整的諧振波形，并隨開關管關斷而截止。在圖7b中，諧振頻率略小于開關頻率，由于電流的平均值應當是相等的，所以準正弦波形的峰值應當小于直線的峰值。當諧振頻率超過開關頻率時，電流波形如圖7c所示，電流波形變為正弦波形的正半周期，顯然同樣為了平均電流的一致，正弦波形的峰值會大于準正弦情況。因此根據開關頻率，適當的確定諧振頻率，有利于減小整流管的電流應力，同時讓開關回路在開通和關斷時盡可能減小峰值，可以有效地降低開關管的開通和關斷損耗[12]。最后有利于減輕串聯擾動、增加電路的可靠性。

圖7 諧振電流與開關頻率的對比Fig.7 Comparison of resonant current and switching frequency

4 實驗驗證與結果

為驗證上述拓撲的特性，按照以下參數設計開關電源拓撲：輸入電壓Vin=85～95 V，輸出電壓為Vout=600 V，最大功率Pmax=250 W，開關頻率Fs=100 kHz，變比1∶n=1∶3.5，漏感Likg=0.22 μH，電感Lm=782μH，倍壓電容容值Co1=Co2=1.0μF，開關管Q1～Q4SCT20N120，整流管 D1～D2C4D1012E。設計實驗室原理樣機如圖8所示。

圖8 實驗室原理樣機Fig.8 Laboratory prototype

變壓器磁芯的選擇以平面變壓器為主，如EQ或ER型磁芯。死區時間由控制芯片與開關頻率共同決定[13]。

PWM脈寬調制電路由UC3525雙極性控制芯片、TL431可控精密穩壓源及PC817b線性隔離光耦組成。其中UC3525芯片廣泛應用于開關電源的調壓及穩定控制，它包括了推挽輸出、高精度基準電壓源、欠壓鎖定和誤差放大器等功能[14-15]。通過PC817b和TL431組成的隔離反饋防止高壓輸出對輸出造成影響，并在TL431輸入側構成局部PI反饋增加電路調整的快速性和穩定性。反饋電壓通過隔離光耦直接送入UC3525的誤差放大器輸出端。

圖9為控制及反饋電路的原理圖。

圖9 控制及反饋電路原理圖Fig.9 Schematic diagrams of control and feedback circuit

圖10為帶載情況下的電流與電壓實驗波形，其中整流管的電流波形如圖10中通道4波形呈現準正弦波形，因此整流管與開關管均只有較小的導通與開關損耗。同時圖10中通道1波形為輸出電壓，通道2及通道3分別為變壓器復變電壓和MOS管驅動波形，最終的輸出不帶LC濾波輸出，整流管上的電壓始終鉗位到輸出電壓，而沒有高壓振鈴。

圖10 實驗波形Fig.10 Experimental waveforms

5 結論

本文所采用的倍壓整流方式，采用雙極性控制的方式，通過調整諧振參數，使得電流波形接近準正弦波形，降低整流管及開關電路的電流應力。同時拋棄傳統的LC濾波輸出，使得系統的復雜度降低，結構簡單輕便，沒有輸出電感的同時整流管沒有高頻振蕩，可以采用更低耐壓的整流管以方便選型，也省去了RC緩沖器。系統在200 W負載情況下，輸出效率達到90%，在20℃室溫環境下，開關管自然散熱條件下溫升為30℃，因此本文所采用的轉換器因其高可靠性、高效率證明了其在高升壓比電路中的適用性。